Adapter la sécurité à la puissance des fréquences audio

Remarque : Ce conseil technique suppose une connaissance de base de l'injection d'ondulation de fréquence audio sur l'alimentation électrique d'entrée de l'équipement conformément aux normes telles que MIL-STD-461 CS01/CS101, RTCA/DO-160 section 18 et ISO 11452-10 ( précédé de SAE J 1113/2) (Références 1-8).

Cette astuce technique présente des moyens plus sûrs d'effectuer des tests de sensibilité menés par fréquence audio que l'approche standard décrite dans les références 1-8. "Plus sûr" signifie ici réduire la probabilité d'endommager accidentellement l'article de test, soit en sur-testant, soit en induisant une instabilité dans l'alimentation interne à découpage de l'article de test, soit en provoquant un arrêt de l'amplificateur audio entraînant une instabilité possible du article de test alimentation à découpage interne.

Ce sont toujours des considérations importantes, mais surtout lorsque l'article de test est un élément unique dont la livraison se situe sur le chemin critique de la programmation. Enfin, le problème de stabilité est plus prononcé lorsque l'article de test fonctionne sur un bus cc, car les convertisseurs cc/cc ont tendance à avoir des condensateurs de maintien beaucoup plus petits à l'avant que si le capuchon fournissant la fonction de maintien doit également lisser l'ondulation. à partir d'un bus alternatif 50/60/400 Hz.

Un excellent exemple de charge sensible fonctionnant sur un bus cc est l'équipement utilisé sur les engins spatiaux et les lanceurs. De plus, il peut s'agir d'éléments uniques où l'unité de vol réelle est qualifiée EMI.

Les références 1 à 8 fournissent des limites et des méthodes d'essai similaires. Les limites de susceptibilité et les méthodes de test des engins spatiaux audio conduits sont basées sur diverses éditions de MIL-STD-461/-462, références 1-5 (à savoir AIAA S-121, référence 9). Comme indiqué dans la référence 9, la plupart des limites de susceptibilité à la conduction audio des engins spatiaux sont adaptées beaucoup plus bas que les limites trouvées dans l'une des références 3 à 5, pour les raisons décrites dans la référence 10.

Une autre différence entre les références 1-5 et les dérivés d'engins spatiaux est que les dérivés d'engins spatiaux ont tendance à calculer une limite de puissance basée sur la limite de tension continue, alors que MIL-STD-461 CS01/CS101 utilise la puissance de la limite d'ondulation supérieure pour un potentiel plus élevé (ca ) les autobus. Cela se traduit par l'utilisation d'amplificateurs d'une puissance d'au moins 100 W, et souvent de 300 W ou plus. En outre, de nombreux amplificateurs de ce type ont des impédances de sortie assez faibles, de sorte qu'ils peuvent fournir bien plus que la puissance pré-calibrée si l'impédance d'entrée de l'article testé descend en dessous de 0,5 Ω. Pour favoriser la sécurité, il est conseillé de ne pas utiliser plus de puissance que ce qui est absolument nécessaire et d'avoir une impédance de sortie d'environ 2 Ω (qui se transforme en 0,5 Ω aux bornes des enroulements du transformateur de couplage).

Solar Electronics fournissait des oscillateurs de puissance audio et des amplificateurs avec une impédance de sortie de 2,4 Ω, mais ils ne vendent plus de sources audio ni d'amplificateurs. Lors de l'utilisation d'un amplificateur avec (généralement) une impédance de sortie inférieure, une résistance supplémentaire peut être ajoutée en série entre la sortie de l'amplificateur et l'entrée du côté primaire du transformateur de couplage. Cela protège l'article de test d'un courant d'ondulation d'entrée excessif, mais protège également l'amplificateur lui-même d'une condition de court-circuit qui pourrait provoquer le déclenchement du circuit de protection. Lorsqu'un amplificateur s'éteint pour se protéger, il peut en fait endommager l'article de test car, si le côté primaire du transformateur de couplage est en circuit ouvert, le côté secondaire ressemble à une inductance d'un millihenry en série entre la source d'alimentation et l'article de test. (Référence 1, pages 33-34). Si l'article de test a un découplage capacitif insuffisant devant son convertisseur cc/cc, il peut devenir instable, tirant trop de courant en mode commuté à travers le secondaire du transformateur de couplage. Cela a causé des dommages aux alimentations électriques du matériel de vol (spatial).

Un avantage supplémentaire d'une résistance de sortie en série sur un amplificateur à faible impédance de sortie est de protéger cet amplificateur des ondulations ca réfléchies lorsque l'article de test est alimenté par un bus d'alimentation ca (cycle 50/60/400). Si la résistance ajoutée est grande par rapport à l'impédance de sortie réelle de l'amplificateur, la majeure partie de l'ondulation CA réfléchie chute sur la résistance ajoutée, et non sur la sortie de l'amplificateur elle-même.

Dans cette astuce technique, deux approches de protection contre de tels problèmes sont explorées. L'une utilise un amplificateur basse plutôt que haute puissance, et l'autre technique insère un atténuateur entre la sortie d'un amplificateur haute puissance et le primaire du transformateur de couplage. L'atténuateur empêche trop de puissance en cas d'erreur de l'opérateur, mais place également une résistance efficace de 2 Ω à travers le primaire du transformateur même si l'amplificateur s'ouvre de sorte que l'article de test ne verra jamais plus de 0,5 Ω inséré entre lui-même et la source d'alimentation grâce au transformateur de couplage.

Cette approche est limitée au cas de type vaisseau spatial où la limite d'ondulation est très faible par rapport aux limites patrimoniales trouvées dans les références 2-5. Notez que la référence 9, qui représente une adaptation de la norme MIL-STD-461 pour les tests EMI au niveau de l'équipement, a déjà une limite basse de 1 Vrms.

La figure 1 montre un amplificateur Siglent SPA1010 10 W cc – 1 MHz dans une mesure de pré-étalonnage CS01/CS101 (voir Remarque 11). Cet amplificateur a une impédance d'entrée de 15 kΩ et une impédance de sortie très faible (spécifiée comme étant inférieure à 2 Ω, mais en fait mesurée plus près de 10 mΩ). L'amplificateur SPA1010 est protégé à la fois contre les surcharges thermiques et d'entrée/sortie et était initialement assez délicat. Lorsqu'il s'éteint pour se protéger, cela présente un danger pour l'article à tester. La figure 2 montre les problèmes thermiques et de surcharge résolus avec succès, avec l'amplificateur capable de fonctionner à pleine puissance (c'est-à-dire 1 Vrms sur une charge de 0,5 Ω, pas à pleine puissance d'amplificateur) pendant des heures à la fois. Cela représente 40 % de la puissance nominale totale de 10 W de l'amplificateur.

Figure 1 : Configuration de mesure d'origine calibrant la limite de puissance CS101 personnalisée à l'aide de SPA1010

Figure 2 : Configuration de mesure finale calibrant la limite de puissance CS101 personnalisée à l'aide de SPA1010

En comparant la figure 2 à la figure 1, nous voyons des poids de plomb sur l'amplificateur et 2 Ω (2 résistances de puissance de 1 Ω, 10 W chacune - résistances en série plus visibles sur la figure 3) placés en série entre la sortie de l'amplificateur et l'entrée côté primaire du transformateur de couplage Solar Electronics 6220-1. Les poids en plomb, en plus de presser l'amplificateur contre le plan de masse en cuivre et de le dissiper de la chaleur de cette façon, ont également ajouté de la masse thermique à part entière et étaient légèrement chauds au toucher après plusieurs heures de fonctionnement à pleine puissance (CS101) (voir Remarque 12). Les 2 Ω en série entre l'amplificateur et le transformateur de couplage garantissent que l'amplificateur voit une charge minimale de 2 Ω même lorsqu'un court-circuit est placé sur la sortie secondaire du transformateur. L'amplificateur peut fonctionner sous 2 Ω toute la journée au niveau limite personnalisé de 1 Vrms.

La figure 3 montre une solution pour garantir que l'arrêt de l'amplificateur n'insère pas un millihenry en série entre la source d'alimentation en courant continu et l'entrée d'alimentation de l'article à tester. La sortie de l'amplificateur est shuntée par une valeur de résistance suffisamment élevée pour ne pas charger l'amplificateur, mais suffisamment basse pour court-circuiter de manière adéquate l'inductance du côté secondaire lorsqu'elle est réfléchie à travers les enroulements du transformateur. Une résistance de 10 Ω, 3 W a été choisie à cet effet. En regardant en arrière du côté secondaire, l'impédance vue est de 2 Ω en série avec 10 Ω shuntés par la sortie de l'amplificateur et réduits du carré du rapport de tours. Si l'amplificateur est hors de l'image, il y a 12 Ω à travers le primaire, qui se reflète à travers comme 3 Ω. Cela devrait être suffisamment bas pour ne pas provoquer d'instabilité dans l'article de test.

Figure 3 : Réseau de résistances entre l'amplificateur et le transformateur de couplage

La figure 4 montre la vérification qu'une charge alimentée par le transformateur de couplage Solar 6220-1 avec amplificateur déconnecté du primaire voit une impédance série inférieure à 3 Ω. Le milliohmmètre HP 4328A est idéal pour cette mesure car son potentiel de sortie est de 1 kHz AC, au lieu du potentiel DC plus typique des ohmmètres et milliohmmètres. Un milliohmmètre à courant continu ne peut lire que la résistance de l'enroulement secondaire du transformateur. La valeur mesurée d'un peu moins de 2,5 Ω est due à l'effet de shunt de l'inductance de l'enroulement secondaire en parallèle avec les 3 Ω réfléchis du côté primaire.

Figure 4 : Vérification du bon effet de shunt par une résistance de 10 Ω sur la sortie SPA1010

La figure 5 montre une configuration typique selon les références 1–3 et 6–9 qui peut dissiper 50/80 W dans une charge de 0,5 Ω, avec l'ajout d'un atténuateur entre l'amplificateur et le transformateur de couplage.

Figure 5 : Configuration de la susceptibilité aux fréquences audio à l'aide d'un atténuateur à faible résistance

L'atténuateur a été conçu pour cette application spécifique. Plusieurs objectifs ont été pris en compte dans la conception, comme suit :

Atténuer la puissance de sortie élevée afin qu'une erreur n'injecte pas beaucoup plus d'ondulations dans l'article de test que souhaité ;

Fournir une charge qui se comporte bien pour l'amplificateur quelle que soit l'impédance de l'article de test afin qu'il ne se déclenche pas de manière intempestive et que l'article de test voie une impédance élevée réfléchie sur les enroulements du transformateur ; et

Fournir une impédance secondaire de transformateur inséré faible et presque constante, comme le montre l'article de test.

Si la limite est telle que celle qui se trouve dans les références 3 à 8 mais que la sortie maximale de l'amplificateur est bien supérieure à 80 W, l'atténuation peut être basée sur ce rapport. Pour cette astuce technique, la limite est selon la référence 9 (1 Vrms) et l'amplificateur est capable de délivrer 100 W dans une charge de 2 Ω. Sur la base de ces considérations et des considérations ci-dessus, l'atténuateur a été conçu pour correspondre symétriquement à 2 Ω en entrée et en sortie et fournir une atténuation nominale de 9 dB. (Les détails de conception de l'atténuateur peuvent être trouvés dans l'encadré de cet article.).

La preuve du pudding est une répétition des mesures précédentes effectuées à l'aide du milliohmmètre HP 4328A avec un signal de source ca de 1 kHz. L'impédance regardant dans le secondaire du transformateur de couplage a été mesurée en fonction de la résistance à travers l'entrée de l'atténuateur qui est connecté au primaire du transformateur de couplage. L'entrée de l'atténuateur était séquentiellement en circuit ouvert (comme si l'amplificateur était déconnecté, hors tension ou déclenché), connectée à un 2 Ω adapté (simulant la résistance de sortie active de l'amplificateur), puis court-circuitée.

Le tableau 1 montre clairement que l'atténuateur remplit la fonction de rendre les désadaptations d'impédance beaucoup plus proches d'une correspondance d'impédance, comme le fait tout atténuateur correctement adapté aux impédances de source et de charge.

L'atténuateur ne permettait d'atteindre un niveau de 1 Vrms sur 0,5 Ω qu'à travers le transformateur de couplage juste au-dessus de 100 kHz. À 150 kHz, seuls 875 mV ont pu être atteints, ce qui est 1,2 dB trop bas. C'est un artefact de l'utilisation de cet amplificateur particulier mais aussi des performances de l'atténuateur (détaillé dans l'encadré). Si les performances de l'atténuateur avaient été parfaitement plates, le niveau de 1 Vrms aurait pu être atteint jusqu'à 150 kHz. Cela étant dit, cet amplificateur et le transformateur de couplage ont une atténuation haute fréquence telle que la sortie maximale non atténuée de 150 kHz sur 0,5 Ω via le transformateur de couplage est d'environ 5 dB inférieure à la valeur nominale de 1 kHz 100 W. Avec un amplificateur aux performances plus élevées et/ou plus plates, cette condition ne se serait pas produite.

L'injection d'ondulations de fréquence audio sur des lignes électriques nécessite une fixation directe sur lesdites lignes électriques et l'insertion d'une impédance série importante sous la forme d'un secondaire de transformateur. De plus, l'équipement de test généralement disponible peut injecter des niveaux d'ondulation beaucoup plus élevés que nécessaire dans de nombreuses applications. Ces deux conditions peuvent endommager l'équipement en cours de qualification. Si cet équipement est de grande valeur, en raison du coût et/ou de l'impact des dommages sur le calendrier, l'une ou l'autre des deux approches décrites ici doit être envisagée pour éliminer ces sources de risque du programme.

Le but de l'atténuateur est de :

Atténuer la puissance de sortie élevée afin qu'un opérateur de test ou une erreur logicielle n'injecte pas beaucoup plus d'ondulations dans l'article de test que souhaité ;

Fournir une charge qui se comporte bien pour l'amplificateur quelle que soit l'impédance de l'article de test afin qu'il ne se déclenche pas de manière intempestive et que l'article de test voie une impédance élevée réfléchie sur les enroulements du transformateur ; et

Fournir une impédance secondaire de transformateur inséré faible et presque constante, comme le montre l'article de test.

Sur la base de ces préoccupations, un amplificateur de 100 W et une limite de 1 Vrms sur 0,5 Ω, l'atténuateur a été conçu pour fournir une correspondance symétrique bidirectionnelle à 2 Ω et atténuer de sorte qu'il puisse fournir une sortie de 2,5 V sur 2 Ω lorsqu'un 50 W un amplificateur de puissance avec une impédance de sortie de 2 Ω le pilotait (~12 dB). 9 dB a été sélectionné pour permettre une marge de 3 dB. Étant donné que l'amplificateur était en fait conçu pour une bande médiane de 100 W (1 kHz), un fusible a été incorporé afin d'éviter d'avoir à choisir les valeurs nominales des composants de l'atténuateur pour la puissance la plus élevée.

La seule autre considération de conception est de savoir si une configuration symétrique "π" ou "T" sera choisie. La figure 6 montre les configurations des circuits π et T.

Figure 6 : Topologies de conception d'atténuateur possibles

Les équations qui définissent les valeurs de résistance de la figure 6 dans le cas général sont :

Circuit ∏ : R1 = RC (1 – α2) / 2α, R2 = RC (1 + α)/(1 – α)Circuit T : R1 = RC (1 – α) / (1 + α), R2 = CR • 2a /(1 – a2)

où

RC = impédance à assortir (dans notre cas audio, 2 Ω), &α = atténuation souhaitée (dans notre cas, 2,5/7 = 9 dB)

La figure 7 montre une réalisation de circuit "π" avec une résistance série de 4 Ω et des résistances shunt de 2,5 Ω. La figure 8 montre une atténuation haute fréquence due à l'utilisation de résistances bobinées haute puissance. Cela aurait pu être évité en utilisant des résistances non inductives, au prix d'une complexité d'assemblage beaucoup plus grande.

Figure 7 : Détails de la construction intérieure de l'ensemble atténuateur de configuration ∏

Figure 8 : performances de l'atténuateur π (atténuation haute fréquence de 1,3 dB attribuée à l'utilisation de résistances de puissance bobinées)

Il est important de noter que, si l'impédance de sortie de l'amplificateur est bien inférieure à 2 Ω, alors soit l'étage d'entrée de l'atténuateur doit inclure la différence, soit il doit être ajouté en externe en série entre la sortie de l'amplificateur et l'entrée de l'atténuateur. Bien sûr, si l'on souhaite concevoir un atténuateur pour un amplificateur spécifique, on peut faire correspondre la résistance de sortie de l'amplificateur tout en conservant la résistance de sortie de l'atténuateur correspondant à 2 Ω. Dans ce cas, les équations de conception de cet encadré devront être modifiées en conséquence.

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Ken Javor est un contributeur principal du magazine In Compliance et travaille dans l'industrie EMC depuis plus de 40 ans. Javor est un représentant de l'industrie auprès des groupes de travail triservices qui maintiennent les normes MIL-STD-464 et MIL-STD-461. Il peut être contacté à l'adresse [email protected].

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