Minimisation de la contrainte de courant pour le courant continu à double pont actif isolé

Rapports scientifiques volume 12, Numéro d'article : 16980 (2022) Citer cet article

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Cet article présente une nouvelle modulation de déphasage pour un convertisseur courant continu-courant continu (CC-CC) isolé à double pont actif (DAB). La technique proposée vise à minimiser la contrainte de courant maximale du convertisseur, ce qui pourrait directement augmenter l'efficacité et réduire les pertes de l'appareil. Cette technique de modulation contrôle la puissance du convertisseur via seulement deux angles de déphasage ou deux degrés de liberté ; un déphasage est utilisé entre les jambes de son premier pont et l'autre entre les jambes du deuxième pont. Bien que la technique traditionnelle de décalage monophasé (SPS) n'ait qu'un seul degré de liberté, elle souffre de nombreux inconvénients en termes de contrainte de courant élevée et de flux de puissance circulant inverse, qui diminuent l'efficacité du convertisseur. D'autre part, l'augmentation du nombre d'angles de déphasage peut améliorer les performances du système mais également augmenter la complexité du contrôle. Ainsi, une analyse comparative entre la technique de modulation proposée et le SPS traditionnel a été menée ; la nouvelle méthode a montré de meilleures performances en termes de réduction des contraintes de courant, ainsi que de simplicité de mise en œuvre.

Les convertisseurs DC-DC isolés bidirectionnels sont actuellement le composant clé de nombreux dispositifs haute puissance, tels que les systèmes photovoltaïques1, les stockages d'énergie2,3,4 et les véhicules électriques4,5,6. Ces applications nécessitent un convertisseur de puissance léger et petit à haut rendement pour augmenter la densité de puissance ; de plus, une isolation galvanique est nécessaire pour des raisons de sécurité. Le remplacement des transformateurs de fréquence de ligne par des transformateurs à haute fréquence a conduit à des avancées spectaculaires dans les convertisseurs de puissance récents en termes de taille, de poids et de coûts7. Parmi tous les convertisseurs DC-DC, le type à double pont actif (DAB) est supérieur en raison de ses nombreux avantages : il fournit un flux de puissance bidirectionnel en modifiant simplement l'angle de déphasage entre la tension des deux ponts ; la disposition symétrique simplifie sa modélisation dynamique ; la commutation sans tension est également possible pour chaque appareil de puissance sans aucun circuit supplémentaire ni technique de contrôle spéciale, en plus de l'avantage de l'inductance de fuite du transformateur8,9. La puissance du convertisseur DAB peut être augmentée en construisant des configurations multiports et des topologies de modularité, qui peuvent être utilisées comme étage intermédiaire dans le système de conversion de puissance moyenne tension10.

Il existe de nombreuses techniques de contrôle pour ce type de convertisseur ; ils sont basés sur le contrôle de déphasage. La commande à décalage de phase unique (SPS) est la méthode la plus largement utilisée en raison de sa simplicité11,12. Deux tensions carrées sont générées dans les deux ponts en contrôlant l'activation de la paire d'interrupteurs interconnectés dans chaque pont. Un seul angle de déphasage doit être réglé entre ces deux tensions ; l'amplitude et la direction de la puissance peuvent être contrôlées à travers cet angle. Cependant, une puissance de circulation inverse est provoquée par une contrainte de courant élevée sur le convertisseur de puissance. Ainsi, les pertes du dispositif de puissance et des composants magnétiques sont élevées, affaiblissant l'efficacité du convertisseur8. De nombreuses tentatives ont été faites pour augmenter les performances de cette technique. Un rapport cyclique variable a été proposé dans la Ref.13 en calculant la valeur de l'angle de phase en ligne en fonction de la dynamique du convertisseur. Certaines études se sont concentrées sur l'augmentation de la plage de commutation douce14 ou sur la diminution de la puissance réactive du convertisseur15. La technique de commande à décalage de phase étendu (EPS) a été développée dans la Réf.16 pour obtenir de meilleures performances. Il utilise deux degrés de liberté (c'est-à-dire, les angles de phase interne et externe) ; un déphasage (l'angle de phase interne) contrôle le décalage dans les commutateurs diagonaux du pont primaire tandis que l'autre agit comme dans la technique SPS, c'est-à-dire qu'il contrôle le déphasage entre les commutateurs croisés du pont primaire et secondaire. La technique de contrôle EPS a considérablement réduit la puissance inverse et minimisé la contrainte de courant dans les convertisseurs DAB, tout en élargissant la plage de régulation de la puissance de transmission. Néanmoins, pour échanger le flux de sens de puissance, cette méthode nécessite d'échanger les états de fonctionnement des deux ponts. La technique de commande à double déphasage (DPS) a été introduite17 pour éliminer la puissance réactive et augmenter l'efficacité du convertisseur. Cette méthode utilise deux degrés de liberté comme EPS mais est légèrement différente puisque l'angle de déphasage interne est utilisé dans les deux ponts et pas seulement dans le primaire, en plus du déphasage externe. Des recherches approfondies ont également été menées pour augmenter l'efficacité du DAB via le contrôle de déphasage triple (TPS) dans la réf.18, où trois degrés de liberté sont utilisés. D'autres études ont proposé des déphasages combinés et accordables19, et des techniques de contrôle de déphasage unifié18. Cependant, bien que ces méthodes augmentent les performances du convertisseur, elles entraînent également un contrôle complexe et une analyse mathématique.

Cet article présente une nouvelle technique de modulation par déphasage qui n'utilise que deux degrés de liberté, ce qui permet le déphasage entre les tensions primaire et secondaire. Les premier et deuxième angles de déphasage sont entre, respectivement, les jambes de pont primaire et secondaire. Avec cette technique, le courant de crête maximal est indépendant de l'inductance entre les deux ponts. Dans ce cas, la tension de crête à travers l'inductance est égale à la tension primaire ou secondaire et non à leur somme, contrairement aux techniques précédentes. En plus de réduire le courant de crête, cette approche élargit la plage de régulation de la puissance de transmission et améliore la flexibilité de régulation. Les formes d'onde et les modes de fonctionnement de cette nouvelle méthode sont présentés ici. Une analyse comparative des techniques existantes a été menée. Des simulations et des tests expérimentaux ont été effectués pour vérifier l'efficacité de la technique proposée.

La figure 1a schématise le schéma de circuit d'un convertisseur CC-CC bidirectionnel, qui est composé de deux ponts, un primaire et un secondaire. Les ponts sont reliés au transformateur haute fréquence dans un rapport n:1 et à une inductance auxiliaire d'inductance Ls. Le premier pont a deux jambes, chacune ayant deux commutateurs (S1 et S3 pour la jambe 1 et S2 et S4 pour la jambe 2). Le pont secondaire présente la même combinaison de quatre commutateurs (dans ce cas, étiquetés S5–S8). Le pont primaire convertit la tension d'entrée CC (V1) en une tension de courant alternatif carré haute fréquence (CA) en contrôlant les commutateurs S1 à S4 ; le pont secondaire convertit cette tension alternative carrée haute fréquence en une tension de sortie continue (V2) en contrôlant les commutateurs S5–S8. Le flux de puissance du primaire au pont secondaire peut être contrôlé par le déphasage entre les deux tensions carrées AC. La figure 2b montre le circuit équivalent du convertisseur DAB. Si l'inductance magnétisante du transformateur est supposée supérieure à l'inductance de fuite, il peut être considéré comme un circuit ouvert. Ainsi, le convertisseur DAB peut être simplement représenté par deux tensions alternatives carrées (Vh1 et Vh2) reliées par l'inductance L (qui est la somme de Ls et de l'inductance de fuite du transformateur). La direction et l'amplitude du flux de puissance sont contrôlées en ajustant le déphasage entre Vh1 et Vh2 ; Ts est la demi-période de commutation. Dans cette étude, le flux de puissance considéré était de V1 vers V2 pour analyser les principales opérations de la technique proposée.

Double pont actif (a) Schéma du circuit. (b) Le circuit équivalent.

La forme d'onde du contrôle de déphasage proposé du convertisseur DAB.

La figure 1a illustre le schéma de circuit du convertisseur DAB. Dans la technique proposée, un angle de déphasage (D1Ts) est effectué entre S1 et S4. Une tension à trois niveaux est synthétisée du côté primaire Vh1 du convertisseur, contrairement à la tension à deux niveaux traditionnelle adoptée dans la technique de commande SPS classique. Cette tension à trois niveaux contribue à réduire la puissance inverse à V1. Un autre angle de déphasage (D2Ts) est effectué dans le second pont entre S5 et S6 ; celui-ci contrôle la quantité de puissance transférée dans le convertisseur en créant un déphasage essentiel entre les tensions au carré des deux ponts. Le changement de déphasage D2 élargit la plage de régulation de la puissance de transmission, augmentant la flexibilité de régulation. Par conséquent, D1 est le rapport de déphasage entre les signaux de grille d'entraînement S1 et S4 dans le pont primaire et \(0\le {D}_{1}\le 1\), tandis que D2 est le rapport entre les signaux de grille d'entraînement S5 et S6 dans le pont secondaire et \(0\le {D}_{2}\le 1\).

Pour simplifier l'analyse du convertisseur DAB bidirectionnel, l'appareil a été considéré dans des conditions de régime permanent. Le convertisseur peut être modélisé comme suit (Fig. 1b) : la valeur de la tension du pont secondaire est rapportée à celle du primaire. Et \({\mathrm{V}}_{1}={\mathrm{knV}}_{2}\) et \({\mathrm{V}}_{1}>{\mathrm{nV}} _{2}\), où k est le rapport de tension et n est le rapport de transformation du transformateur. Afin de simplifier l'analyse des performances du convertisseur proposé, les hypothèses suivantes sont faites.

Tous les dispositifs d'alimentation sont idéaux. La résistance à l'état passant et les capacités parasites des interrupteurs de puissance sont ignorées et les chutes de tension directe des diodes sont négligées.

Les inductances de fuite du transformateur de couple sont beaucoup plus petites que les inductances magnétisantes, et, par conséquent, elles sont négligées.

Comme le montre la Fig. 2, le cycle de commutation du convertisseur peut être divisé en 6 modes de fonctionnement comme suit :

Mode 1 (t0 − t1)

Comme le montre la figure 3a, le courant d'inductance \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) est dans le sens négatif. A t0, S1 et S2 sont activés dans le pont primaire, et S5 et S7 sont activés dans le pont secondaire. Selon le sens du courant, le courant passe par S2 et D1 dans le pont primaire et par S5 et D7 dans le secondaire. Vh1 et Vh2 sont nuls à cet instant ; ainsi, la tension à travers L devient nulle et un courant constant traverse l'inductance à \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L}0 }\).

Mode 2 (t1 - t2)

Les modes de fonctionnement du convertisseur DAB.

La figure 3b affiche le circuit équivalent du mode 2. Le courant est toujours dans le sens négatif. S1, S4, S5 et S7 sont activés. Selon le sens du courant, le courant passe par D1 et D4 dans le pont primaire et par S5 et D7 dans le secondaire. Vh1 est calé sur V1 alors que Vh2 est encore nul ; par conséquent, la tension à travers L est fixée à V1. Dans ce mode, le courant décroît linéairement et peut être exprimé comme suit :

Mode 3 (t2−t3)

La figure 3c montre le circuit équivalent du mode 3. La polarité du courant passe du négatif au positif. Dans ce mode, S1 et S4 sont toujours activés et S5 et S6 sont activés. Selon le sens du courant, le courant passe par S1 et S4 dans le pont primaire et par D5 et D6 dans le secondaire. Vh1 est toujours à V1 alors que Vh2 est bloqué à nV2. Par conséquent, la tension à travers L est fixée à \({\mathrm{V}}_{1}-{\mathrm{nV}}_{2}\). Le courant dans ce mode augmente linéairement et peut être exprimé comme suit :

Mode 4 (t3−t4)

La figure 3d illustre le circuit équivalent du mode 4. Comme le montrent les formes d'onde de la figure 2, le mode 4 est similaire au mode 1 ; \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}\) est dans le sens positif. A t3, S3 et S4 sont activés tandis que S8 et S6 sont activés. Selon le sens du courant, le courant passe par S4 et D3 dans le pont primaire et par S8 et D6 dans le secondaire. Puisque Vh1 et Vh2 sont nuls, la tension à travers L devient nulle et le courant est fixé à \({\mathrm{i}}_{\mathrm{L}}={\mathrm{i}}_{\mathrm{L }3}\).

Mode 5 (t4 - t5)

La figure 3e affiche le circuit équivalent du mode 5. Le courant est toujours dans le sens positif. S2 et S3 sont activés tandis que les commutateurs S6 et S8 sont activés. Selon le sens du courant, le courant passe par D2 et D3 dans le pont primaire et par S8 et D6 dans le secondaire. Vh1 est calé sur − V1 alors que Vh2 est toujours nul ; ainsi, la tension à travers L est fixée à - V1. Le courant décroît linéairement et peut être exprimé comme suit :

Mode 6 (t5 - t6)

La figure 3f montre le circuit équivalent du mode 6. La polarité du courant passe du positif au négatif. S2 et S3 sont toujours activés et les commutateurs S7 et S8 sont activés. Selon le sens du courant, le courant passe par S2 et S3 dans le pont primaire et par D7 et D8 dans le secondaire. Vh1 est toujours à − V1 alors que Vh2 est bloqué à − nV2. Par conséquent, la tension à travers L est fixée à \({-\mathrm{V}}_{1}+{\mathrm{nV}}_{2}\). Le courant augmente linéairement et peut être exprimé comme suit :

À partir du circuit équivalent du convertisseur DAB de la Fig. 1b, iL peut être dérivé comme :

et selon l'analyse dans "Principes de fonctionnement du contrôle de déphasage proposé", si le temps initial d'un cycle de commutation est t0 = 0. Alors, nous avons t1 = D1Ts, t2 = D2Ts, et t3 = Ts pour la moitié positive cycle de la tension d'entrée. Le courant moyen de l'inductance en régime permanent sur une période de commutation (2Ts) est nul. Sur la base des formes d'onde de la Fig. 2, le courant d'inductance de crête est égal à iL0 et peut être exprimé comme suit :

où \({\mathrm{f}}_{\mathrm{s}}=1/2{\mathrm{T}}_{\mathrm{s}}\) est la fréquence de commutation et \(\mathrm{k }={\mathrm{V}}_{1}/{\mathrm{nV}}_{2}\) est le rapport de conversion de tension. Si la puissance passe de V1 à V2, \(\mathrm{k}\ge 1\). La contrainte actuelle selon la méthode proposée est

La puissance d'émission moyenne du convertisseur DAB dans le cadre de la modulation de déphasage proposée peut être calculée comme suit

Par rapport à la méthode de contrôle SPS traditionnelle, la contrainte actuelle du convertisseur DAB est exprimée en

Pour plus de commodité, Eqs. (8) et (9) sont définis comme un facteur de contrainte de courant unifié comme suit :

où

La figure 4 illustre la relation entre la contrainte de courant et le rapport de conversion de tension. La contrainte de courant augmente avec le rapport de tension ; cependant, le facteur de contrainte actuel pour la technique de contrôle proposée est inférieur à celui de la méthode de contrôle SPS traditionnelle pour différentes puissances nominales (250, 500 et 1000 W).

Le facteur de contrainte actuel avec le rapport de conversion de tension pour différentes puissances nominales.

Cependant, dans la méthode de contrôle SPS traditionnelle, la contrainte de courant maximale dépend principalement de l'inductance de fuite. Dans SPS, le processus de conception est difficile car il s'agit d'un compromis entre les valeurs Ls et fs. Un Ls plus petit augmente le courant de crête tandis qu'un Ls plus grand réduit la puissance de sortie maximale dans le convertisseur. De plus, pour une valeur Ls définie, l'amplitude maximale du courant diminue lorsque la fréquence de découpage augmente ; l'incrément de fréquence de découpage peut être limité par les caractéristiques du dispositif de puissance au silicium. Par conséquent, le convertisseur DAB doit être conçu avec soin pour fonctionner dans des conditions de fonctionnement sûres. Dans la technique proposée, le déphasage entre les tensions primaire et secondaire est indépendant de l'inductance de fuite. Ainsi, le processus de conception est beaucoup plus facile que pour la méthode de contrôle SPS. La figure 5 compare la relation entre la crête de courant maximale et l'inductance de fuite pour les deux techniques ; le pic de courant est clairement indépendant de la valeur de l'inductance dans la technique proposée, contrairement à la méthode traditionnelle.

Le pic de courant maximum variait avec l'inductance (a) fréquence de commutation 10 kHz (b) fréquence de commutation 20 kHz.

Pour vérifier les performances de la méthode de contrôle proposée, un modèle de convertisseur DAB a été construit (tableau 1). la figure 6 montre la capacité de régulation de puissance du convertisseur DAB dans le cadre de la technique de commande proposée ; le convertisseur peut réguler une gamme plus large de puissance de transmission par rapport à la technique de commande SPS conventionnelle. La puissance de sortie peut être simplement quantifiée en modifiant la valeur appropriée du rapport cyclique de commande D1 ou D2. En d'autres termes, la même quantité de puissance d'émission peut être obtenue par différentes combinaisons de D1 et D2, ce qui augmente la flexibilité de régulation. La valeur maximale de la puissance d'émission peut être obtenue lorsque D2 = 0,5 ; la plage D1 est de 0 à 0,5 et D2 > D1.

La puissance d'émission variait avec D1 et D2.

La figure 7 compare la relation entre Vh1 et Vh2, avec iL dans le SPS conventionnel et les méthodes de contrôle proposées, à la même puissance. Vh2 est en retard sur Vh1, ce qui indique que la puissance circule du côté primaire vers le côté secondaire. Par ailleurs, l'amplitude Vh1 est supérieure à Vh2, révélant un fonctionnement en mode abaisseur (k > 1). Le pic de courant maximal dans la méthode proposée est inférieur à celui de la technique de contrôle SPS conventionnelle malgré que les deux approches transmettent la même puissance. L'avantage de la réduction des contraintes de courant est la diminution des pertes dans le convertisseur et le calibre du dispositif de puissance.

Courant avec formes d'onde de tension (a) méthode proposée (Pout = 800 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) SPS conventionnel (Pout = 800 W, D = 0,9).

La figure 8 illustre le courant d'entrée du convertisseur pour les deux méthodes pour la même puissance de transmission. La puissance inverse dans la technique de commande SPS conventionnelle est supérieure à celle de la méthode proposée. La diminution de la puissance inverse peut aider à diminuer les courants de circulation de puissance entre les ponts.

Le courant d'entrée du convertisseur DAB Pout = 800 W. (a) commande SPS (b) commande proposée.

Pour vérifier l'efficacité de la technique proposée, le système a été testé sous différents rapports de tension inférieurs à 1. La figure 9 compare la méthode proposée avec la technique de contrôle SPS traditionnelle pour k = 0,55, montrant clairement une contrainte de courant beaucoup plus faible avec la nouvelle méthode. Le convertisseur est en mode boost dans ce test où Vh2 est supérieur à Vh1 et la direction du flux de puissance va de Vh1 à Vh2.

Courant avec formes d'onde de tension (a) méthode proposée (Pout = 2000 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) SPS conventionnel (Pout = 2000 W, D = 0,9).

La figure 10 montre l'entrée du convertisseur, courant qui a une valeur négative proportionnelle à la quantité de puissance inverse dans le dispositif. Dans la technique proposée, la puissance inverse est également inférieure à celle de la méthode de commande SPS.

Le courant d'entrée du convertisseur DAB Pout = 2000 W. (a) Commande SPS (b) commande proposée.

Des tests expérimentaux ont été réalisés pour confirmer les résultats de la simulation. Un prototype de convertisseur DAB (1,6 KW) a été construit pour développer les tensions et courants de sortie. Le matériel et les paramètres de la topologie proposée sont présentés dans le tableau 1. L'IGBT (FGH40N60SFD), avec une tension nominale de 600 V, un courant nominal de 40 A est utilisé pour le premier pont, et un IGBT (IRFP26N60LPBF) avec une tension nominale de 600 V, un courant nominal de 26 A est utilisé pour le deuxième pont, le contrôleur DSpace DS 1103 est utilisé pour produire les signaux de déclenchement. Une photo de la configuration expérimentale est illustrée à la Fig. 11. La Figure 12 affiche les résultats expérimentaux, où la tension et le courant de la méthode proposée sont illustrés à la Fig. 12a, la tension et le courant de la méthode conventionnelle sont illustrés à la Fig. 12b, la forme d'onde de tension pour le cas élévateur dans le procédé proposé est illustrée à la Fig. 12c, la forme d'onde de tension pour le cas élévateur dans le procédé conventionnel est illustrée à la Fig. 12d, et les angles de déphasage entre les deux ponts' jambes est illustré à la Fig. 12e. Les résultats confirment la véracité de la forme d'onde d'analyse soumise. Par la suite, les résultats de simulation et expérimentaux montrent la polyvalence et la flexibilité de la méthode de contrôle proposée pour le convertisseur DAB proposé.

Système prototype expérimental.

Résultats expérimentaux pour le courant avec des formes d'onde de tension (a) méthode proposée (Pout = 800 W, D1 = 0,1, D2 = 0,7) (b) SPS conventionnel (Pout = 800 W, D = 0,9).

Les comparaisons des techniques de contrôle pour les convertisseurs cc-cc DAB sont présentées dans le tableau 2. La fréquence de commutation est largement ajustée car les techniques de contrôle des références 13, 16 sont basées sur SPS, EPS et TP, respectivement. Il y a une perte de conduction accrue parce que les modes de fonctionnement dans les références 13, 16, 18 ne sont pas globalement idéaux. Il est possible d'obtenir les performances ZVS dans les références 13, 18 à l'aide du composant auxiliaire ou de l'inductance magnétisante du transformateur, ce qui entraîne également une perte de conduction accrue. La conception est plus compliquée et moins adaptable pour un rapport de conversion large puisque la stratégie de modulation dans la Réf.13 dépend du calcul hors ligne. La méthode de contrôle suggérée est capable de réaliser le ZVS par elle-même, sans l'utilisation de pièces auxiliaires. Sans utiliser de calcul hors ligne, le procédé de modulation est mis en œuvre en temps réel. En conséquence, le développement et la mise en œuvre de l'approche de contrôle sont plus simples.

Cet article propose une nouvelle technique de modulation par déphasage pour le convertisseur DAB. La nouvelle technique utilise seulement deux degrés de liberté, qui permettent le déphasage entre les tensions primaire et secondaire. Les formes d'onde et les modes de fonctionnement de cette nouvelle méthode sont présentés ici. Une analyse comparative des techniques existantes a été menée. Des simulations et des tests expérimentaux ont été effectués pour vérifier l'efficacité de la technique proposée. On observe à partir des résultats que le courant de crête est réduit de 50% par rapport à la technique classique de modulation par déphasage. Le fonctionnement inverse du convertisseur est facile à utiliser, en plus de la flexibilité de la puissance de transmission à travers le système.

Les ensembles de données générés pendant et/ou analysés pendant l'étude en cours sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Université d'Assouan, Assouan, Égypte

Ahmed Rashwan

Université de la Vallée du Sud, Qena, Égypte

Ahmed IM Ali

Université Ryukyus, Okinawa, Japon

Tomonobu Senjyu

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AR et AA ont rédigé le texte principal du manuscrit et vérifié la simulation et le travail expérimental et TS a révisé le langage et les contributions. Tous les auteurs ont examiné le manuscrit.

Correspondance à Ahmed Rashwan.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Rashwan, A., Ali, AIM et Senjyu, T. Minimisation des contraintes de courant pour un convertisseur CC-CC à double pont actif isolé. Sci Rep 12, 16980 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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Reçu : 25 juillet 2022

Accepté : 26 septembre 2022

Publié: 10 octobre 2022

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-022-21359-1

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