Jubilé de diamant : 60e anniversaire de l'utilisation de l'antenne tige de 41 pouces dans les tests EMI militaires

Cette année marque non seulement l'anniversaire du titre, mais sans doute aussi celui du début de l'ère moderne des tests d'interférences électromagnétiques (EMI) des véhicules. Les tests d'émissions rayonnées (RE) des équipements à utiliser sur les véhicules autonomes sont effectués à un mètre ou moins par rapport aux tests à une distance de trois mètres ou plus pour les équipements conçus pour être utilisés dans les maisons, les bureaux et les usines.

Par ère moderne, on entend la prise de conscience que pour que de telles mesures RE en champ proche soient utiles, le capteur / capteur / antenne doit modéliser étroitement la victime réelle protégée par la norme EMI en question, en termes d'apparence physique, d'orientation et de séparation de la victime.

Avant 1953, divers capteurs étaient utilisés de manière quelque peu indiscriminée, une petite attention étant accordée à la répétabilité et à la corrélation entre les mesures d'ER au niveau de l'équipement et la compatibilité électromagnétique (CEM) installée sur le véhicule.

L'antenne tige de 104 cm (41 pouces) est conceptuellement l'un des dispositifs les plus simples de notre arsenal d'outils de mesure, mais il est triste de constater qu'elle est mal comprise aujourd'hui.

La plupart des ingénieurs EMC comprennent intuitivement que l'antenne tige additionne les composantes du champ électrique parallèlement à sa longueur et que le potentiel de radiofréquence (rf) disponible à la base correspond à la moitié de la différence de potentiel entre la base et le sommet de la tige. Il est moins connu que le potentiel à la base de la tige n'est pas mesuré comme un absolu, mais comme toute mesure de potentiel, la mesure est une différence de potentiel - dans ce cas, la différence de potentiel est entre la base de la tige et le potentiel de local sol près de la base, c'est-à-dire le contrepoids. Le potentiel de contrepoids est souvent considéré comme un potentiel nul, mais en fait ce n'est pas le cas, du fait qu'il est exposé au même champ que la tige. C'est ce dernier fait, entre autres, qui est abordé par le changement de configuration de l'antenne tige MIL‑STD-461F et les efforts en cours pour développer MIL‑STD-461G.

Après une rétrospective historique, les interprétations erronées et les erreurs, jusqu'à et y compris une description malheureuse dans l'EMC Symposium Record de cette année, sont passées en revue et expliquées.

La discussion historique est tirée en grande partie d'une monographie sur le même sujet disponible dans la section "Histoire" sur www.emccompliance.com, et d'un article de l'auteur intitulé "Sur la nature et l'utilisation de la sonde de champ électrique de 1,04 m" [ 1] - désormais Javor 2011. Javor 2011 approfondit la physique et les mathématiques du couplage du champ électrique à une tige de 104 cm, alors que cet article est qualitatif et fait simplement référence aux résultats d'analyse et de test démontrés en 2011. Sauf indication contraire, le les données de test et les photographies de configuration de test utilisées dans cet article ont été empruntées au travail effectué pour développer Javor 2011.

Le début

Le 29 mai 1953 était la date de publication de la norme MIL‑I-6181B, "Interference Limits, Tests and Design Requirements, Aircraft Electrical and Electronic Equipment", la première à adopter l'utilisation de l'antenne tige de 104 cm. La première utilisation de l'antenne tige de 104 cm est expliquée dans NADC-EL-5515, daté du 10 août 1955, "Final Report, Evaluation Of Radio Interference Pick-Up Devices And Explanation Of The Methods And Limits Of Specification No. MIL‑I- 6181B." Ce rapport était essentiellement une annexe de justification pour MIL-I-6181B.

Avant, pendant et après la Seconde Guerre mondiale, jusqu'en 1953, la pratique courante pour connecter une radio de communication à une antenne utilisait un fil non blindé qui était essentiellement une continuation de l'antenne externe (Figure 1). La connexion de l'antenne était tout aussi sensible aux rf que l'antenne elle-même, et à l'intérieur du véhicule, elle était exposée à de nombreuses sources d'interférences de radiofréquence (rfi).

Figure 1 : Câblage de connexion d'antenne à l'intérieur d'un bombardier de la Seconde Guerre mondiale (National Air & Space Museum, Washington DC). Le fil nu est recouvert de billes de stéatite, qui assurent l'isolation nécessaire lorsque l'antenne émet. En émission, il y avait jusqu'à 5 kV de potentiel sur ce fil, aux moyennes et hautes fréquences !

L'impédance d'entrée des tubes mélangeurs radio de cette époque était très élevée et il était nécessaire de séparer le fil conducteur de l'antenne de la structure de l'avion pour limiter la charge capacitive. C'est la fonction de l'entretoise en porcelaine mise en évidence sur la figure 1. Le fil à haute impédance était très sensible à la diaphonie capacitive, et des efforts ont été faits pour le maintenir séparé des autres câbles. Remarquez la séparation du câblage le long du haut de la figure 2 suspendu à l'entretoise en porcelaine des autres assemblages de câbles.

Figure 2 : Séparation entre le câble d'antenne non blindé et le faisceau de câbles adjacent le plus proche (National Air & Space Museum, Washington DC). La séparation des fils était le seul contrôle disponible sur la diaphonie à l'époque des fils ouverts et des signaux infimes en mode réception et des potentiels extrêmement dangereux en mode émission.

Le problème rfi était bien compris, comme en témoigne le dessin de la figure 3 extrait d'un ordre technique du département de la guerre datant de la Seconde Guerre mondiale.

Figure 3 : Dessin montrant le couplage des sources RF internes de l'avion à un fil d'antenne interne et comment minimiser la diaphonie. Il est tout à fait clair que le rfi se produit à l'intérieur de l'avion et que le couplage à l'antenne elle-même n'est même pas une réflexion après coup ! - du "Handbook of Elimination of Radio Noise in Aircraft" de 1945 qui était à son tour une mise à jour d'une publication similaire de 1942 (United States War Department et Air Council of the United Kingdom).

La solution à long terme pour le rfi résultant était d'éliminer l'entrée d'antenne non blindée des futurs achats. La MIL‑I-6181B a interdit ces achats, les remplaçant par des radios compatibles avec le câble coaxial. Mais il y avait un très grand inventaire des anciennes radios et des avions qui les avaient installées, et donc MIL-I-6181B devait encore protéger (grand-père) ces installations. William Jarva, l'auteur de NADC-EL-5515, a choisi l'antenne tige de 104 cm fournie avec le compteur AN / PRM-1 de Stoddart Aircraft Radio Company (nouveau à l'époque) comme une simulation raisonnable de l'entrée d'antenne non blindée à fréquences inférieures à 20 MHz. Au-dessus de 20 MHz, un dipôle accordable polarisé horizontalement a été utilisé.

NADC-EL-5515 décrit une mesure effectuée par M. Jarva pour développer une limite d'émission rayonnée pour protéger l'installation radio BC-348Q. La figure 4 est une reconstitution de cette configuration.

Figure 4 : Reconstitution de la configuration NADC-EL-5515 utilisée pour créer la limite RE dans MIL-I-6181B en 1953. Avec cette configuration, il y avait une corrélation presque univoque entre l'échec d'un Exigence EMI et causant un problème EMC dans un véhicule. Une fois le problème des entrées à fil ouvert résolu, la corrélation était beaucoup plus faible. En fait, MIL-E-6051D, une norme CEM au niveau du système publiée en 1967, avertissait ainsi : "Sauf indication contraire dans le contrat, les sous-systèmes/équipements doivent être conçus pour répondre aux exigences des normes MIL-STD-461 et MIL-STD- 462. Étant donné que certaines des limites de ces normes sont très sévères, l'impact de ces limites sur l'efficacité, le coût et le poids du système doit être pris en compte."

Une description complète de la mesure se trouve dans les articles susmentionnés. Aux fins de cette rétrospective, il suffit de noter que le récepteur EMI AN / PRM-1 au premier plan était alimenté par batterie et que la seule connexion au récepteur était une courte sangle de liaison au plan de masse de la table. De plus, la tige de 104 cm émane directement du récepteur EMI ; il n'y a pas de câble intermédiaire. De cette manière, le récepteur EMI simulait très fidèlement la radio d'époque BC-348Q placée sur le plan au sol qui était la victime protégée par la limite RE. Bruit impulsif (représenté par le générateur d'impulsions) couplé de manière égale au câble d'antenne non blindé connecté au BC-348Q et à l'antenne tige de 104 cm. La source de bruit impulsif était placée à égale distance du câble d'antenne BC-348Q et de l'antenne tige de 104 cm, et la séparation était d'un pied, contre un mètre aujourd'hui. Cela reflétait la séparation réalisable entre le câblage du coupable et celui de la victime dans les avions de l'époque. Lorsque rfi a été détecté en écoutant le casque BC-348Q, la déviation du compteur a été notée sur le compteur AN / PRM-1, et une limite a été établie en termes de potentiel rf mesuré par le compteur (Figure 5), par opposition à la pratique moderne de mesure d'une intensité de champ. Une telle limite est appelée "induite par l'antenne" (dBuV) par opposition à l'intensité du champ (dBuV/m). Une limite induite par l'antenne nécessite nécessairement une spécification stricte de l'antenne. L'ER militaire moderne d'un mètre limite l'intensité du champ de contrôle, mais conserve toujours le contrôle du type d'antenne, par rapport aux mesures d'ER spécifiées à trois mètres ou plus, qui ne le font pas. Cela reflète une fois de plus la différence entre les mesures en champ proche et lointain.

Figure 5 : Détermination de la limite pour les émissions rayonnées inférieures à 20 MHz dans NADC-EL-5515 et MIL-I-6181B (notez les unités intrinsèquement à large bande - toutes les sources utilisées étaient à large bande, reflétant les coupables électriques à l'époque)

L'extrait suivant de NADC-EL-5515 (disponible sur la page historique emccompliance.com) explique la physique de la situation dans les propres mots de M. Jarva :

"SYSTÈMES D'ANTENNES POUR LES MESURES D'INTERFÉRENCES RADIO Dans la gamme de fréquences de 0,15 à 20 mc, les éléments rayonnants, les antennes de détection et les distances, généralement utilisées pour les mesures d'interférences radio rayonnées, sont faibles par rapport à la longueur d'onde. La quantité d'énergie transférée du champ à l'antenne dépend de la nature de la source du signal et le type d'antenne de réception utilisée. Par exemple, si la source d'interférence rayonnante est une seule petite boucle fermée de fil, une grande quantité de courant peut circuler sans développer beaucoup de tension à travers la boucle. Par conséquent, un une grande composante magnétique est développée dans le champ d'induction en conjonction avec une composante électrique relativement petite. Pour extraire une grande quantité d'énergie d'un tel champ, une antenne cadre similaire, correctement adaptée à un récepteur, doit être utilisée comme dispositif de captage pour fournir ce qui peut être comparé à une bonne adaptation d'impédance dans la théorie des circuits ordinaires. Si une antenne à tige courte, sensible à la composante électrique du champ, était utilisée comme dispositif de détection, il en résulterait un transfert d'énergie très faible et une situation comparable à une condition de non-concordance d'impédance existerait. Lorsqu'une antenne à tige courte est la source du signal, une grande tension peut être développée sur la tige, mais avec très peu de courant. Par conséquent, le champ développé est composé d'une grande composante électrique et d'une petite composante magnétique. Dans ce cas, une autre tige utilisée comme dispositif de détection indiquerait la présence d'un champ intense, alors qu'une antenne cadre donnerait très peu d'indication. Les sources typiques d'interférences radio dans les aéronefs comprennent les cas extrêmes décrits et toutes les autres variantes. En général, le rapport des composants électriques aux composants magnétiques entourant un conducteur non blindé variera directement comme l'impédance de la charge terminant le conducteur, et l'impédance apparente présentée aux diverses antennes de détection variera de la même manière. Cette déclaration s'applique aux composantes de champ radiales et tangentielles par opposition au concept plus habituel d'impédance d'onde rencontré dans la théorie du blindage, qui ne s'applique qu'aux composantes tangentielles à la ligne de propagation.

Bien qu'il soit souhaitable d'exiger la mesure des composantes électriques et magnétiques du champ d'interférence, on estime à l'heure actuelle que de telles exigences rendraient les tests de spécification excessivement complexes. L'expérience a montré que les équipements électroniques des aéronefs, qui fonctionnent dans les gammes de fréquences inférieures (0,15 à 20 mc), sont plus sensibles au champ électrique en raison de l'entrée d'antenne non blindée à haute impédance, qui est généralement utilisée. La pratique actuelle consiste à contrôler le champ électrique par des mesures d'interférences radio. Cela se fait en utilisant une antenne tige de 41 pouces et en traitant toutes les difficultés résultant d'équipements générant de forts champs magnétiques comme des cas particuliers qui nécessitent une attention particulière lorsque l'équipement est installé dans l'avion. La référence (e) exige que tout équipement utilisé avec des antennes soit conçu pour être utilisé avec un câble d'antenne blindé. Si et quand le fil d'antenne non blindé sera complètement éliminé de l'utilisation dans les aéronefs, un examen des méthodes et des limites actuelles dans la gamme de fréquences de 0,15 à 20 mc sera nécessaire. Les compteurs d'interférences radio utilisant l'antenne tige de 41 pouces sont construits et calibrés de manière à lire directement les microvolts qui sont induits dans l'antenne par le champ d'interférence."

Remarque : La référence (e) citée est MIL‑I-6181B.

L'extrait ci-dessus est remarquablement lucide et montre à quel point le problème et la solution ont été bien compris. Le lecteur peut démontrer la nature du champ électrique de la tige. Configurez un fil au-dessus du sol conformément à la norme MIL‑STD-461E/F, piloté à une extrémité par un générateur de signal de 50 ohms. Chargez l'autre extrémité du fil avec 50 Ohms et placez un signal d'amplitude de 100 kHz, 100 dBuV sur le fil. Enregistrez l'intensité de champ mesurée (~ 1 mV/m, 60 dBuV/m). Retirez maintenant la charge de 50 ohms de l'extrémité du fil. Le potentiel du fil augmentera de 6 dB en raison de la décharge, donc diminuez le réglage du générateur de signal de 6 dB pour maintenir le potentiel du fil constant. La mesure de l'antenne tige indiquera exactement la même lecture d'intensité de champ que précédemment - malgré le fait qu'environ 80 dB de courant en moins circulent dans la deuxième configuration ! Une démonstration plus claire de la détection du champ électrique et du rejet du champ magnétique ne peut pas être obtenue.

Avec cet arrière-plan sur la façon dont l'antenne tige de 104 cm a été utilisée pour les tests EMI, nous passons à sa mise en œuvre dans la chambre de test EMI. La figure 6 est un schéma et une recréation d'une configuration d'antenne tige de MIL‑I-6181.

Figure 6 : Diagramme d'antenne tige MIL-I-6181 et récréation de configuration. Comme indiqué dans le texte, il s'agit d'un champ si proche qu'il ne s'agit même pas d'une tentative de mesure d'une intensité de champ ; au lieu de cela, le potentiel induit dans la tige est mesuré et est un contrôle de diaphonie, ou très proche de un.

Dans la figure 6, la tige se connecte directement au compteur EMI. Au fur et à mesure que les bandes étaient sélectionnées, l'antenne était correctement adaptée en interne à l'entrée du mélangeur. Le tube mélangeur présentait une impédance d'entrée élevée, de sorte que la tige de 104 cm n'était pas chargée comme elle le serait par un mélangeur moderne avec une impédance d'entrée plus proche de cinquante ohms.

Notez également la très courte bande de liaison entre le compteur EMI et le plan de masse. L'antenne tige n'était qu'à 12 "de la face avant de l'échantillon de test. Cela reflétait la séparation des fils réalisable dans les avions de cette époque. Le but de la sangle de liaison était de faire du plan de masse la référence pour le potentiel de détection de l'antenne tige. Le compteur EMI était une batterie -alimenté dans cette application ; le plan de masse est la seule référence de masse.

Au fil du temps, des plaintes ont surgi concernant la difficulté d'utiliser l'appareil de mesure AN/PRM-1 à proximité immédiate de l'échantillon d'essai. Alors qu'un compteur à distance était fourni avec l'AN / PRM-1, les commandes devaient encore être ajustées sur la face du compteur lui-même. Stoddart Aircraft Radio Company a ensuite fourni une version plus moderne de l'antenne tige, avec sa propre base, réglée passivement. Cela a permis l'utilisation à distance du compteur EMI lui-même. La figure 7 montre une configuration utilisant l'antenne tige avec sa propre base dans une image d'un test EMI des années 1950 ou du début des années 60.

Figure 7 : Image du test MIL-I-6181 RE utilisant une antenne tige avant 1963. L'ingénieur peut maintenant être retiré de la configuration. Le câble de connexion était une ligne de transmission bi-axiale blindée, donc si on le souhaitait, il pouvait passer à travers une traversée de cloison mettant le blindage à la terre sans introduire de boucle de masse dans l'instrumentation !

MIL-I-6181B spécifiait l'antenne tige uniquement à 20 MHz, avec des dipôles utilisés à des fréquences plus élevées. Des révisions ultérieures ont poussé le point d'arrêt à 25 MHz (à savoir 25 ou 30 MHz pour MIL‑STD-461/-462, toutes versions).

Standardisation des trois services

L'armée, la marine et l'armée de l'air avaient leurs propres normes uniques au service jusqu'en 1967. Le but de MIL‑STD-461/-462 était de fournir une seule norme tri-service, avec des économies d'échelle.

La norme MIL‑STD-462 a placé l'antenne tige à une distance d'un mètre de l'échantillon d'essai et a fait flotter le contrepoids du plan de masse (Figure 8). C'était selon l'observation NADC-EL-5515 (citée plus haut) selon laquelle, comme les radios à fil ouvert étaient progressivement hors d'usage et remplacées par des radios à entrée coaxiale de 50 ohms, la méthode de test utilisant l'antenne tige à 12 "aurait L'utilisation d'entrées blindées coaxiales modernes a déplacé la victime non blindée sensible à haute impédance vers l'extérieur de l'avion où l'antenne était montée. L'augmentation de la séparation des échantillons de test d'antenne était une réponse à la nouvelle connexion radio-antenne Le contrepoids n'était mis à la terre que par sa connexion coaxiale au récepteur EMI, ce qui était très important car à 14 kHz, le bas de la bande RE02, un seul point de terre était nécessaire pour l'intégrité de la mesure lors de l'utilisation d'un passif (accordé en bande d'octave). ) antenne tige.

Figure 8 : Utilisation de l'antenne tige selon la version de base MIL-STD-462 (1967). De nombreux compteurs EMI approuvés à l'heure actuelle pouvaient fonctionner sur batterie, de sorte que cette configuration ne mettait pas intrinsèquement à la terre le contrepoids isolé.

Un autre changement lié à la suppression du câblage sensible de la victime de l'intérieur de l'avion a été l'attention portée à la protection de l'antenne contre les rfi. Cela a entraîné le passage de la limite induite par l'antenne à une limite d'intensité de champ moderne.

Un nuage gris est apparu avec la doublure argentée de retirer le fil non blindé très sensible de l'intérieur du véhicule. L'interaction interne facilement modélisable et universelle s'est transformée en une géométrie spécifique au véhicule où la plupart des champs générés en interne devaient trouver leur chemin hors du véhicule métallique pour interagir avec une antenne externe. Désormais, le non-respect de la limite RE102 n'est pas une cause de rejet immédiat, mais quelque chose qui doit être évalué en installant l'appareil sur le véhicule concerné et en vérifiant la compatibilité. Ceci est reconnu dans le paragraphe 5.2.4 de la norme MIL‑STD-464, qui exige une mesure quantitative des rfi couplées aux antennes du véhicule à partir de l'électronique du véhicule. De telles mesures ont été effectuées avant même la publication de la norme MIL‑STD-464 basic en 1997, mais la MIL‑STD-464C en a fait une exigence stricte en 2010.

MIL-STD-462 a également remplacé les dipôles accordables par l'antenne biconique bout à bout de 1,37 m au-dessus de la bande de tige. Alors que la norme MIL‑I-6181 et les spécifications similaires nécessitaient un dipôle réglé aussi bas que 28 ou 35 MHz (de l'ordre de 5 mètres de bout en bout), le biconique plus court peut être incliné pour être utilisé verticalement et horizontalement. Les normes EMI pré-MIL-STD-461 n'exigeaient que le contrôle du couplage ou des champs polarisés horizontalement, au-dessus de 20-30 MHz, mais MIL-STD-461/-462 contrôlait les deux polarisations au-dessus de 30 MHz (des antennes log-spirale étaient utilisées au-dessus du biconique bande, qui capturait simultanément les champs polarisés horizontalement et verticalement).

Et enfin, c'est à peu près à cette époque que les antennes tiges actives sont devenues couramment disponibles. Il s'agissait d'un développement technologique, et non d'une spécification ou d'une exigence standard. Au lieu de régler une antenne tige sur des bandes d'octave qui suivaient celles du récepteur distant, l'antenne tige entraînait une porte FET qui agissait comme une charge en circuit presque ouvert. Cela signifie que la hauteur effective en circuit ouvert inhérente de l'antenne tige de 104 cm de 0,5 mètre (ou facteur d'antenne de 6 dB/m) était réalisable. Par rapport au réglage de l'impédance de source de 10 pF de la tige avec une inductance par octave, l'amélioration du facteur d'antenne était de l'ordre de 50 dB à 10 kHz. Ce développement a facilité l'utilisation d'analyseurs de spectre pour les tests EMI lorsqu'ils sont devenus disponibles. La sensibilité de l'analyseur n'était pas aussi bonne que celle du récepteur EMI, mais ce n'était pas nécessaire, en utilisant une antenne tige active. L'inconvénient était que les circuits actifs limitaient la plage dynamique des signaux de haut niveau, à la fois pour l'électronique de la tige et de l'analyseur de spectre. La réponse à un signal à large bande pourrait être assez limitée, et s'il y avait un fort signal hors bande, cela pourrait diminuer la capacité de recevoir un signal de bas niveau. Ce dernier problème n'était pas aussi important à l'intérieur d'une chambre d'essai blindée.

Un problème s'insinue

En 1970 et 1971, les Notices 2 (Air Force) et 3 (Army) ont été publiées. Un point commun entre les notices 2 et 3 était un changement dans la configuration de l'antenne tige : alors qu'auparavant le contrepoids flottait depuis le plan de masse, il y était désormais lié. Ce changement a trouvé son chemin sans entrave dans la norme MIL‑STD-462D (1993) et la version consolidée MIL‑STD-461E (comprenant à la fois des exigences et des procédures) (1999). Le libellé de la notice 2 est le suivant : « 4. Paragraphe 4.2.3.2 Ajouter cette phrase : Lorsqu'un contrepoids est utilisé avec une antenne tige, il doit être relié au plan de masse par une sangle d'au moins 30 cm de large. Notez que la configuration de 1967 est similaire à celle de l'antenne tige MIL‑STD-461F RE102 de 2007, à l'exception de l'absence de la perle de ferrite avec perte augmentant l'impédance du chemin de liaison. Les changements de 1970/1971 étaient une erreur, mais il a fallu trois décennies pour s'en rendre compte.

Rappelez-vous qu'avant MIL‑STD-462, il y avait un changement de type d'antenne et de polarisation entre 20 et 30 MHz, selon la spécification particulière et le millésime. L'efficacité de la tige verticale et du dipôle horizontal à 30 MHz était assez différente, de sorte que la limite induite par l'antenne de la figure 9a sur le potentiel RF était discontinue au point de rupture, et les signatures l'étaient également. Mais avec la norme MIL-STD-461 allant jusqu'à une limite d'intensité de champ et la norme MIL-STD-462 exigeant une polarisation horizontale et verticale de l'antenne biconique, il est raisonnable de s'attendre à un certain degré de continuité au point d'arrêt de changement d'antenne pour la polarisation biconique verticale. En fait, les limites RE02 et RE102 de toutes les versions de MIL‑STD-461 sont continues au point d'arrêt (Figure 9b). La pente peut changer, mais l'amplitude limite est continue. Mais après la publication des avis 2 et 3, il n'était pas toujours vrai que les signatures étaient continues aux points d'inflexion de l'antenne, même pour la polarisation biconique verticale. Ceci est encore plus évident si un chevauchement de données est pris entre 20 et 30 MHz, où les deux antennes sont calibrées pour fonctionner. Un autre problème connexe qui apparaît est qu'un nombre surprenant d'éléments de test totalement différents semblent tous avoir un large pic entre 20 et 30 MHz.

Figures 9a et b : Limite d'émission induite par l'antenne MIL-I-6181 à gauche, montrant la discontinuité entre la tige verticale et la sortie RF dipôle horizontale à 25 MHz par rapport à la limite MIL-STD-461 RE02 (1967). Notez comment les parties correspondantes des deux limites ont des pentes similaires, reflétant les hauteurs effectives de la tige verticale et du dipôle accordable. Un autre changement qui aurait dû se produire en 1967, mais pas avant 1993 (MIL-STD-461D) est qu'avec l'antenne externe comme centre de contrôle des émissions rayonnées, il aurait dû y avoir des limites distinctes pour les installations d'équipement selon qu'elles étaient à l'intérieur ou à l'extérieur d'un véhicule métallique.

Reconnaissance de problème

MM. Steve Jensen et Luke Turnbull ont identifié séparément les lacunes des mesures d'antenne tige dans la dernière octave d'utilisation en 2000 et 2007, respectivement. Il s'agissait de critiques contre MIL-STD-461E RE102, en dessous de 30 MHz et des normes de test automobile similaires. Le problème était un grand écart entre les champs mesurés au point d'inflexion de 30 MHz entre l'antenne tige et l'antenne biconique, polarisée verticalement. Bien qu'on ne s'attende pas à un accord précis, en raison d'ouvertures physiques très différentes, la différence de 20 dB dans les données ci-dessous est problématique. M. Jensen a montré en superposant l'antenne biconique et l'antenne tige de 20 à 30 MHz que la biconique renvoyait toujours des niveaux beaucoup plus bas.

M. Jensen a signalé ce problème dans une critique du projet de norme MIL‑STD-461F datée du 23 mars 2007. Le personnel EMI de l'Air Force séparément ainsi que d'autres avaient également noté des niveaux accrus de tout bruit présent dans la bande de fréquences de 20 à 30 MHz. En collaboration avec le groupe de travail tri-service (TSWG), le laboratoire EMI de la base aérienne de Wright-Patterson (WPAFB) a entrepris une étude détaillée de la configuration de l'antenne tige. John Zentner et Steve Coffman avec la participation de l'auteur ont exécuté le travail. John Zentner avait été profondément impliqué dans le développement des révisions "D" de MIL‑STD-461/462 et était le président du MIL‑STD-461E TSWG. Steve Coffman était l'ingénieur EMC de l'Air Force pour les avions d'opérations spéciales avec 30 ans d'expérience dans le domaine EMC. Le résultat de l'effort est devenu la base des modifications de configuration de l'antenne tige introduites dans la version finale de MIL‑STD-461F.

Figure 10 : Données de Jensen, Steve. «Measurement Anomalies Associated with the 41 Inch Rod antenna when used in Shielded Enclosures», daté du 17 juillet 2000. Une fois que vous saurez chercher cela, vous le verrez encore et encore - à moins que vous ne travailliez selon MIL-STD-461F ou plus tard. Alors que les versions modernes de RTCA / DO-160 n'utilisent plus l'antenne tige, l'utilisation de la tige DO-160C n'était pas différente de celle de MIL-STD-462. Le DO-160 moderne remplace les mesures RE par un contrôle de courant en mode commun inférieur à 100 MHz. Rappelez-vous la réponse du champ électrique de l'antenne tige et le rejet du champ magnétique. Le DO-160F/G contrôle-t-il vraiment les champs électriques inférieurs à 30 MHz à partir d'un câble à haute impédance ?

Résolution des problèmes

Diverses configurations avec des contrepoids de tailles différentes et des techniques de mise à la terre / liaison ont été explorées à Wright Patterson AFB. Il a été constaté qu'une condition de résonance avec la configuration MIL‑STD-461E/462 provoquait une augmentation du potentiel du contrepoids à un niveau qui submergeait le potentiel induit dans l'antenne tige elle-même. Les mesures de diverses configurations ont été comparées. La configuration qui a produit les meilleurs résultats était un contrepoids de taille traditionnelle qui n'était pas lié au plan de masse du dessus de table, plus près du sol que le plan de masse de la table, et avec un câble coaxial court électriquement mis à la terre au sol de la pièce blindée. En raison d'une résonance restante entre la capacité de contrepoids au sol et l'inductance du câble coaxial, un manchon de ferrite avec perte a été appliqué au câble coaxial pour atténuer la résonance. L'impédance requise du manchon en ferrite a été définie dans le corps principal de la norme MIL‑STD-461F et une déclaration a été incluse dans l'annexe de la norme selon laquelle un manchon en ferrite "avec perte avec une inductance minimale" doit être utilisé. Les résultats de l'étude ont été présentés dans des forums publics lors du symposium IEEE EMC 2007 et lors de l'examen du programme des effets électromagnétiques sur l'environnement (E3) du ministère de la Défense (DoD) en 2008.

Le piège LC parallèle pré-461F formé par le contrepoids au-dessus du sol et le câble coaxial connecté à une extrémité à la base de l'antenne tige et à l'autre à la paroi de la chambre a fait augmenter considérablement l'impédance entre le contrepoids et la chambre; par conséquent, le même champ couplé à la tige de 104 cm a également pu augmenter le potentiel du contrepoids. L'impédance entre le contrepoids et la chambre en l'absence de tout désaccord à WPAFB est illustrée à la figure 11.

Figure 11 : Impédance de trappe L – C parallèle classique (le jaune est l'amplitude, le bleu est la phase). De temps en temps, la théorie et la pratique coïncident si parfaitement que le terme "manuel" ne demande qu'à être utilisé.

Javor 2011 a montré le résultat du désaccord de cette résonance (Figure 12). Cet effort a utilisé un fil d'un mètre de long suspendu à 5 cm au-dessus du sol, entraîné et chargé par 50 Ohms comme source de champ électrique. La tension sur ce fil était constante par rapport à la fréquence, et l'article fournit la physique et les mathématiques quasi statiques pour démontrer que le champ électrique résultant tel que mesuré par l'antenne tige doit également être plat par rapport à la fréquence, de sorte que tout écart par rapport à la planéité est une erreur de mesure.

Figure 12 : Résonance pré-MIL-STD-461F à gauche ; Résonance Q inférieure MIL-STD-461F en bas (les deux tracés ont le même niveau de référence, sont de 10 dB/division et couvrent 2 à 32 MHz). Technique de mesure entièrement décrite dans Javor 2011. Le pic de basse fréquence sur le dessus est dû à l'utilisation d'un câble coaxial extrêmement long - une variété de longueurs ont été essayées pour voir l'effet avant que votre auteur ne comprenne ce qui se passait.

Regarder vers l'avant

Il est clair que la technique MIL‑STD-461F a largement contribué à éliminer une grande source d'erreur. Il est également clair qu'il n'est pas parfait. Javor 2011 a montré le résultat de flotter complètement le contrepoids (éliminant, pas désaccordant, la résonance), et cela a donné un résultat presque plat, et plus important encore, presque exactement le même résultat que lorsque l'échantillon de test et l'antenne tige sont tous deux référencés au plancher de la chambre comme sur la figure 13. Un transformateur d'isolement Mini-Circuits de 50 $ US a été utilisé à la place du manchon en ferrite.

Figure 13 : L'élément rayonnant (fil au-dessus du sol à gauche) et l'antenne de mesure sont tous deux référencés au sol de la salle de blindage, garantissant un potentiel commun pour la mesure et l'absence de toute sorte de condition de résonance. Mesures d'antenne tige au-dessus du sol telles que MIL-STD-461, RTCA/DO-160 (versions obsolètes), CISPR 25 et al. devraient tous produire des résultats correspondant à une mesure commune du plan de masse. C'est l'étalon-or.

La figure 14 montre les résultats de mesure lorsque la source et l'antenne tige sont toutes deux référencées au sol de la salle de blindage comme sur la figure 13. La planéité de la mesure est très proche de la perfection. La figure 15 compare le résultat -461F (tracé supérieur) à l'utilisation d'un transformateur d'isolement (tracé inférieur) au lieu d'un manchon en ferrite dans la configuration -461F. La réponse de la trace inférieure du transformateur d'isolement de la Figure 15 est très proche de celle de la mesure au sol de la Figure 14.

Figure 14 : Résultats de la mesure de l'intensité du champ lorsque l'antenne filaire et l'antenne tige rayonnante sont toutes deux référencées au sol de la chambre d'essai selon la figure 13

Figure 15 : La trace supérieure est un résultat de -461F ; la trace inférieure est le résultat de l'utilisation d'un transformateur d'isolement dans une configuration autrement -461F

Il devrait être clair que la technique d'isolation consistant à éliminer la résonance est potentiellement supérieure à la technique de désaccord, mais quelques obstacles subsistent. Ceux-ci incluent le transformateur de ligne de transmission par rapport à un véritable transformateur d'isolement et l'efficacité (perte) associée au transformateur. Avec une limite de 24 dBuV/m au-dessus de 2 MHz, peu de perte est acceptable. Les membres du groupe de travail tri-service MIL-STD-461 travaillent sur ce problème depuis 2011. Il existe une motivation pratique distincte pour l'utilisation de l'isolement au lieu du désaccord. La technique -461F nécessite la mise à la terre du blindage coaxial directement sous l'antenne tige. De nombreuses installations d'essai ne disposent pas partout d'un point de mise à la terre au sol facilement accessible, en raison de divers revêtements parfois utilisés sur le sol métallique, tels que le carrelage ou le béton. Une technique d'isolation élimine le besoin de mise à la terre. Cet avantage a de nombreuses personnes intéressées par cette approche entièrement distincte du désir de meilleures données de test.

Un souci de désinformation

Ignorant l'ensemble des travaux résultant de la norme MIL‑STD-461F et les travaux continus du TSWG basés sur Javor 2011, M. Harry Gaul de General Dynamics a publié et présenté un article sur le même sujet dans/au symposium EMC 2013 à Denver (Gaul, Harry. Modélisation et mesures électromagnétiques de la tige de 104 cm et de l'antenne biconique pour les tests d'émissions rayonnées inférieures à 30 MHz. 2013 IEEE EMC Symposium Record. Denver, CO). Gaul 2013 arrive à la même conclusion que Javor 2011 ; à savoir que l'isolation de contrepoids est supérieure au désaccord d'un circuit résonnant. L'approche de Gaul 2013 était entièrement différente de celle employée dans Javor 2011, et il est rassurant que les deux techniques entièrement différentes aboutissent à la même conclusion. M. Gaul a utilisé une méthode de code de moments appelée FEKO, tandis que Javor 2011 a effectué une analyse de forme fermée calculant le couplage du champ électrique d'un fil au-dessus d'un plan de masse à une antenne tige de 104 cm, basée sur les premiers principes - électrique quasi statique formulation de champ basée sur la loi de Gauss. Les deux efforts ont comparé les prédictions avec les données de test mesurées, mais c'est là que s'arrête la similitude.

Javor 2011 et Gaul 2013 ont évalué plusieurs configurations d'antennes différentes entre 20 et 30 MHz. Il s'agit de l'isolation complète du contrepoids, -461F, -461E, -462 et du montage au sol de l'antenne tige, ainsi que de l'utilisation d'un biconique vertical.

Votre auteur, membre du groupe de travail triservice sur MIL‑STD-461F, était au courant de la ferrite d'amortissement précise décrite dans la norme, et les résultats des tests de la figure 12 vérifient son bon fonctionnement. La norme MIL‑STD-461 ne peut identifier aucun produit ou service commercial par son nom commercial et doit plutôt spécifier un appareil par ses caractéristiques saillantes. M. Gaul a involontairement identifié une faille (non technique) dans la norme MIL‑STD-461F : une partie de la description de la ferrite ne se trouve pas dans le corps principal de la norme, mais dans l'annexe, ce qui n'est pas contractuellement obligatoire. Dans le corps principal, la ferrite est identifiée comme ayant une impédance de 20 à 30 Ohms à 20 MHz, et dans l'annexe la déclaration suivante est faite : "Flotter le contrepoids avec le câble coaxial relié électriquement au sol avec un manchon en ferrite faible (avec perte avec une inductance minimale) sur le câble a produit les meilleurs résultats globaux." Une ferrite qui répond à cette exigence est la Leadertech (anciennement Ferrishield) CS28B1642 utilisant un matériau 28. Son impédance mesurée (avec l'aimable autorisation de M. John Zentner de WPAFB) est répertoriée dans le tableau 1.

Tableau 1 : Impédance des billes de ferrite Leadertech CS28B1642. La ligne en surbrillance montre le paramètre critique à la fréquence spécifiée par MIL-STD-461F : l'impédance résistive est supérieure à la réactance inductive. Notez que ce modèle a les deux composants d'impédance en série, ce qui est standard dans l'industrie, et non en parallèle comme dans Gaul 2013.

Notez qu'à 20 MHz, l'impédance est supérieure à l'exigence MIL‑STD-461F ; l'exigence était basée sur les données du fabricant et non sur des données mesurées. Mais la résistance (Ohms réels) est supérieure à la réactance inductive (Ohms imaginaires), selon les besoins, et cela fournit les performances d'amortissement nécessaires.

En revanche, Gaul 2013 utilise le modèle analytique suivant pour le manchon en ferrite, qui ne fournit aucun amortissement :

"La perle de ferrite (lorsqu'elle est utilisée pour la configuration MIL-STD-461F) est modélisée comme un circuit parallèle de 480 ohms, 0,255pF et 250nH pour correspondre aux caractéristiques de la perle réelle utilisée."

À 20 MHz, 250 nH fournit une réactance inductive d'environ 30 Ohms, mais comme indiqué, les 480 Ohms parallèles ne fournissent aucun amortissement. L'impédance effective est toujours de 30 Ohms inductive. Malheureusement, sur la base de son incompréhension de l'approche MIL‑STD-461F, Gaul 2013 déclare que :

"La configuration de test MIL‑STD-461F avait le pire accord avec une différence d'environ 18 dB."

Cette conclusion péjorative n'est pas surprenante étant donné une hypothèse d'impédance de perle purement inductive : il ne faut pas un programme informatique sophistiqué pour déterminer que l'ajout d'inductance à la branche inductive d'un piège LC réduit simplement la fréquence du réservoir, sans réduire le circuit "Q".

L'incompréhension de l'objectif du manchon en ferrite est affligeante. Le TSWG a pensé qu'il serait clair que le but du manchon est l'amortissement, sur la base du libellé général de la norme MIL‑STD-461F. Si l'amortissement est conservé sur l'isolation, les futures versions de MIL‑STD-461 clarifieront certainement ce problème en détail.

Conclusion

Dans le monde d'aujourd'hui, on s'attend à ce que la technologie s'améliore avec le temps. En ce qui concerne les mesures d'antennes tiges au cours des trois dernières années, nous pourrions plutôt être enclins à citer Jerry Garcia et à dire : "Quel voyage long et étrange cela a été."

Le problème des émissions rayonnées était bien compris il y a six décennies, et ils avaient à la fois une solution de test et de conception en main. Mais lorsque la solution de conception s'est imposée, la solution de test a changé et est devenue problématique. Nous avons passé les dernières décennies dans une sorte de mini-âge sombre, où nous ne faisions pas un aussi bon travail que lorsque nous avons commencé, et nous n'en étions même pas conscients. Mais grâce à Steve Jensen, Luke Turnbull et le DoD TSWG, nous avons tourné le coin sur une mini-Renaissance et maintenant (dans MIL-STD-461F) avons un bien meilleur test, et depuis plusieurs années, nous poursuivons un approche encore meilleure pour -461G (isolation contrepoids).

Outre l'aspect du 60e anniversaire, la motivation pour écrire cet article est due à de multiples interactions avec des personnes réagissant au changement MIL‑STD-461F sans une compréhension adéquate du contexte. Une objection était que la configuration -461F abaisse les émissions mesurées des configurations précédentes. C'est vrai (en particulier dans la bande de résonance) mais c'est aussi le point - des mesures plus précises révèlent que le champ réel est inférieur à celui mesuré précédemment. Des mesures minutieuses à WPAFB ont révélé que lorsque la résonance est supprimée via -461F, une déconnexion précédemment masquée est visible, mais cela est dû à un nœud d'interférence destructeur dû aux dimensions de la pièce et à des performances d'absorption inadéquates. L'exigence d'absorbeur MIL‑STD-461F Tableau I est un compromis réfléchi entre les performances RF et l'impact économique. Si le décrochage est un problème, la solution est un meilleur absorbeur (hybride basé sur une base de carreaux de ferrite), ne maintenant pas de résonance de contrepoids pour compenser une interférence destructrice induite par la chambre. Et bien sûr, la coïncidence de fréquence de ces deux résonances ne fonctionne que pour des dimensions de pièce spécifiques, pas en général.

L'auteur tient à remercier les ingénieurs EMC suivants pour la relecture au-dessus de l'appel du devoir de cet article. John Zentner et Steve Jensen, tous deux mentionnés et identifiés dans l'article, ont également pris le temps de passer en revue cet effort. Mark Nave de Mark Nave Consultants, Inc., Vince Sutter de Raytheon et Tim Travis d'ASRI ont tous contribué à faire de cet article une expérience de lecture plus conviviale. Dans la mesure où ce n'est pas le cas, la faute incombe entièrement à l'auteur.

Référence

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