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Rapports scientifiques volume 12, Numéro d'article : 17351 (2022) Citer cet article

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Cet article présente deux diviseurs de puissance à bande étroite avec un rapport de division de puissance à large plage basé sur les deux nouvelles méthodes de contrôle de la perte d'insertion, qui sont la ligne à faible impédance et le condensateur de couplage. Initialement, un BPF à bande étroite est conçu sur la base du modèle de circuit équivalent et du circuit équivalent LC. Ensuite, en utilisant la densité de courant de surface, il est déterminé par quelle partie de la structure BPF la perte d'insertion (IL) peut être contrôlée à la fréquence centrale. Les diviseurs de puissance accordables Wilkinson (TWPD) sont conçus sur la base de composants de contrôle IL pour créer une large gamme de rapports de division de puissance, en utilisant seulement deux tensions CC. La fréquence centrale du premier TWPD conçu est de 2,5 GHz et le rapport de division de puissance peut être contrôlé jusqu'à 1:45 par variation de deux tensions CC de 0 à 8 V. Étant donné que la structure des TWPD est symétrique, les tensions inverses entraînent la puissance divisée inversée entre les ports de sortie. La fréquence centrale du second TWPD conçu est de 2,52 GHz, et le rapport de division de puissance peut être contrôlé jusqu'à 1:134 par variation de deux tensions CC de 1,7 à 4 V. Deux TWPD proposés sont fabriqués et mesurés. Des comparaisons des résultats mesurés et simulés sont présentées pour vérifier les prédictions théoriques.

Dans la plupart des systèmes de télécommunication, les diviseurs de puissance (PD) avec des rapports de division de puissance égaux et inégaux constituent un élément essentiel du réseau d'alimentation du réseau d'antennes. Récemment, la conception de circuits micro-ondes basée sur de nouvelles méthodes telles que les applications à ondes lentes de la transparence induite électromagnétiquement dans le résonateur microruban1 et le cadre automatisé pour l'optimisation des composants micro-ondes miniaturisés2 ont été envisagées par les concepteurs. En outre, dans les systèmes de communication sans fil à micro-ondes tels que les réseaux phasés et les réseaux d'orientation de faisceau, il est nécessaire que le signal se divise de manière égale ou inégale à l'aide d'un diviseur de puissance. Les diviseurs de puissance Wilkinson (WPD) sont largement utilisés, avec des caractéristiques telles que : un rapport de division de puissance flexible, la capacité de supprimer le courant continu, les deuxième et troisième harmoniques, une taille compacte, des pertes d'insertion et de retour appropriées et une bonne isolation entre les ports de sortie.

À ce jour, différents types de WPD ont été conçus : La première catégorie est celle des PD basés sur des résonateurs elliptiques et des filtres passe-bas3,4, qui sont très efficaces pour supprimer les harmoniques jusqu'aux harmoniques d'ordre élevé. Mais ils sont incapables d'éliminer les harmoniques DC. La deuxième catégorie est constituée des DP basés sur les BPF à bande étroite5,6,7, à double bande8 et à large bande9,10,11. Les WPD inégales (UWPD) sont une autre catégorie pour la division inégale du signal12,13,14,15,16,17,18,19,20,21. En 12,13, le signal est divisé en rapport 1:2, mais occupe une très grande taille. En 13, une structure utilisant une bande interdite électromagnétique comme ligne de transmission à haute impédance (TL) est adoptée pour la conception d'UWPD. Le rapport de division de puissance est de 1:3 en large bande, mais les valeurs de perte de retour ne sont pas correctes dans la bande de travail. L'UWPD avec un rapport de division de puissance de 1:414,15, qui utilise de simples lignes microruban avec différentes impédances, souffre d'une grande taille et d'une incapacité à supprimer les harmoniques indésirables. Un UWPD 1: 5 est conçu en 16 sur la base des lignes à bande parallèle double face décalées. Dans 17, 18, un Gysel PD inégal 1: 6 et un UWPD 1: 10 sont présentés, respectivement. Un inconvénient majeur de16,17,18 est sa grande taille. Parce que les conceptions19,20,21 utilisent des lignes microruban avec des impédances inégales sans aucun résonateur, elles souffrent d'une grande taille totale. Dans les DP mentionnés, il n'est pas possible de considérer une quelconque valeur de rapport de division de puissance. Pour résoudre ce problème, des PD de Wilkinson et Gysel avec un rapport de division de puissance arbitraire sont présentés respectivement dans 22, 23, 24, 25, 26. Dans ces types de PD, le rapport de division de puissance peut être ajusté arbitrairement pendant le processus de conception et avant la fabrication. Par conséquent, le rapport de division de puissance ne peut plus être modifié après les processus de conception et de fabrication.

Les diviseurs de puissance accordables (TPD) sont une autre catégorie qui contrôle la bande de fonctionnement ou le rapport de division de puissance, en utilisant un circuit composé d'éléments localisés et de tensions CC. Le circuit d'éléments localisés comprend un condensateur de bloc CC, une inductance de bloc CA, une diode varactor et une résistance de polarisation. La tension continue contrôle la capacité de la diode varactor, par conséquent, la bande passante ou le rapport de division de puissance peut être modifié. In27, une TPD inégale 1: 2 est présentée sur la base des TL à haute impédance et de quatre tensions continues. Certaines TPD sont présentées dans28,29,30,31. Les rapports de division de puissance sont de 1:1–1:2.428, 1:13–1:2829, 1:2–1:10030 et jusqu'à 1:10031. Les TPD in32,33 contrôlent à la fois la bande de fonctionnement et le rapport de division de puissance. Le TPD de32 a une structure complexe, car il utilise 4 sources de tension continue et un grand nombre d'éléments localisés. Ces inconvénients ont été observés dans le TPD de33, qui utilise dix tensions continues individuelles.

Parmi les conceptions examinées, le rapport de division de puissance est une caractéristique importante, qui a reçu moins d'attention. De plus, un rapport de division de puissance arbitraire par un circuit ou un diviseur de puissance qui a une large plage de rapport de division de puissance (qu'il soit égal ou inégal) n'est pas visible. En conséquence, il existe une motivation pour concevoir et fabriquer un PD qui peut ajuster une large gamme de rapport de division de puissance. En outre, il a une conception simple et est plus efficace en termes de nombre d'éléments localisés et de sources de tension continue. Les diviseurs de puissance avec un rapport de division de puissance réglable ont été utilisés dans la conception d'antennes avec polarisation34,35 et reconfiguration de diagramme36. En outre, dans de nombreux cas, des puissances de sortie inégales sur différents ports de sortie sont nécessaires pour des systèmes tels que les réseaux phasés et les réseaux d'orientation de faisceau32. Il est également à noter que toutes ces applications nécessitent des diviseurs de puissance à bande étroite avec un rapport de division de puissance d'accord.

Dans cet article, pour résoudre les problèmes susmentionnés, deux TPD avec un rapport de division de puissance à large plage sont conçus, fabriqués et mesurés. Dans un premier temps, un BPF à bande étroite est conçu sur la base du modèle de circuit équivalent et du circuit équivalent LC. Ensuite, en utilisant la densité de courant de surface, un résonateur est spécifié, auquel le circuit à éléments localisés peut être connecté, et un PD est conçu sur la base du BPF proposé. Ensuite, deux TPD sont conçus sur la base du PD proposé et des circuits à éléments localisés. Le contrôle des rapports de division de puissance pour les TPD fabriqués est étudié et mesuré dans la dernière section.

Dans un premier temps, un BPF avec une nouvelle structure est analysé et conçu. Des parties importantes de la structure BPF proposée sont analysées pour déterminer quelle partie est liée au contrôle IL. À cet égard, le BPF proposé est fabriqué et mesuré pour confirmer les résultats.

La figure 1a montre le modèle de circuit équivalent du BPF proposé. Le modèle de circuit équivalent est basé sur l'impédance caractéristique (\({Z}_{i}\)) et la longueur électrique (\({\theta}_{i}\)) des TL, tandis que le modèle de circuit équivalent a une structure symétrique . Le modèle de circuit équivalent se compose de deux lignes à basse impédance avec effets de couplage (TL1), deux lignes à haute impédance avec effet de couplage (TL2), deux paires de lignes à haute impédance avec effet de couplage et impédances inégales (TL3) et deux lignes à haute impédance lignes sans effet de couplage (TL4). Les modes pairs et impairs du modèle de circuit équivalent du filtre BP sont représentés respectivement sur les figures 1b, c. L'analyse en mode pair-impair a été effectuée étape par étape comme suit :

(a) Modèle de circuit équivalent du BPF proposé avec graphe de couplage, (b) modes pairs et (c) modes impairs.

Et pour le mode impair :

où, dans (3)–(8), les paramètres (A–K) sont calculés comme suit :

Il est à noter que les Eqs. (3) et (7), qui sont les équations des lignes couplées de TL3, sont basées sur l'impédance d'entrée du modèle de lignes couplées à matrice Z à deux ports "\(\pi\)"37. Basé sur le modèle "\(\pi\)" pour les lignes couplées, la matrice Z à deux ports et ses paramètres prenant en compte les conditions aux limites pour les lignes de couplage TL3, c'est-à-dire \(I_{2} = I_{4} = 0, \) s'obtiennent comme suit38 :

où

Ensuite, l'impédance d'entrée (\(Z_{in}\)) peut être calculée comme suit :

Dans ce qui suit, pour l'analyse des modes pair et impair, \(Z_{L}\) est considéré comme deux valeurs de l'infini et de 0, respectivement. En conséquence Eqs. (3) et (7) sont calculés comme suit :

Les équations suivantes sont utilisées pour obtenir des paramètres importants de la structure :

où \(Z_{0} = 50\) ohms. Sur la base du graphique de couplage (Fig. 1a), il est clair que le modèle de circuit équivalent proposé comporte quatre résonateurs (R1-R4). Pour le modèle de circuit équivalent proposé, les valeurs d'impédance et de longueur électrique des lignes sont considérées comme suit : \(Z_{2o} = Z_{2e} = Z_{4} = Z{ }\) et \(Z_{1o } = Z_{1e} = Z/10\). De plus, les lignes de couplage asymétriques (TL3) ont une impédance inégale et les valeurs d'impédance sont considérées comme \(Z_{3e} = 2Z\) et \(Z_{3o} = Z\). D'autre part, la longueur électrique des lignes est considérée comme : \( \theta_{2} = \theta_{4} = \theta\) et \(\theta_{1} = 2\theta\) et \( \thêta_{3} = 3\thêta\). Les TL1 ont une faible impédance et les autres lignes ont une impédance élevée. Étant donné que la valeur de \(Z\) pour les lignes à haute et basse impédance peut être considérée comme 150 et 15 ohm39, respectivement, l'impédance de TL1 est donc égale à \(Z/10\). En conséquence, les éqs. (1)–(14) sont calculés et simplifiés dans le logiciel Wolfram Mathematica, puis les parties \(\mathcal{R}\mathcal{e}\) et \(\mathcal{I}\mathcal{m}\) sont séparées , et chaque partie est tracée dans MATLAB selon \(\theta\), comme le montre la Fig. 2. Un bon BPF à bande étroite a une fréquence centrale (fo) avec un faible IL, et a deux TZ pour avoir une bonne bande d'arrêt bandes passantes et atténuation nette. Une faible valeur IL est obtenue en créant un pôle à fo, qui selon (15) S11 = 0 ou, \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}\cdot {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{impair}}=1/{{Z}_{0}}^{2}\).

\({Y}_{in}^{pair}\), \({Y}_{in}^{impair}\) et \({Z}_{in}^{impair}\) courbes.

Parce que \({Z}_{0}=50\) ohm, donc, \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm {pair}}]=(1/2500)\times\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{impair}}]\) et \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{pair}}]=(1/2500)\times \mathcal{I }\mathcal{m}[{\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}]\). Pour les TZ selon (16), il faut S21 = 0 ou \({Z}_{in}^{odd}={Z}_{in}^{even}\). Pour \({Y}_{in}=1/{Z}_{in}\) alors \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{pair}}={ \mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{impair}}\), par conséquent, les conditions de résonance sont égales aux points d'intersection de \(\mathcal{R}\mathcal{e}[ {\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{pair}}]\) avec \(\mathcal{R}\mathcal{e}[{\mathrm{Y}}_{\ mathrm{dans}}^{\mathrm{impair}}]\) et \(\mathcal{I}\mathcal{m}[{Y}_{dans}^{pair}]\) avec \(\mathcal{ { I}\mathcal{m}[{Y}_{in}^{impair}]\). La figure 2 montre les courbes de \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{even}}\), \({\mathrm{Y}}_{\mathrm{in} } ^{\mathrm{odd}}\) et \({\mathrm{Z}}_{\mathrm{in}}^{\mathrm{odd}}\) pour déterminer le point d'intersection des courbes et la valeur optimale valeur de \(\theta\). Comme illustré, un 90° offre les meilleures conditions. En d'autres termes, chaque résonateur dans le modèle de circuit équivalent de la Fig. 1a doit avoir une longueur égale à \(\theta =\lambda /4\).

Le circuit équivalent LC basé sur des condensateurs de couplage (utilisant des condensateurs au lieu de l'effet de couplage) donne une idée des parties et des couplages du BPF proposé qui ont un effet sur IL à la fréquence centrale. L'ajout d'une diode varactor (condensateur variable) à un effet capacitif élevé (large zone) et des sections de couplage importantes jouent le rôle le plus important dans la conception de diviseurs de puissance avec un rapport de division de puissance réglable. Étant donné que la structure basée sur le couplage asymétrique présente une complexité de conception, il est donc nécessaire, pour une réponse appropriée, d'optimiser les paramètres du modèle de circuit équivalent. Pour identifier les points de départ du processus d'optimisation, le circuit équivalent LC est considéré, dans le chemin de conception du BPF proposé, comme illustré à la Fig. 3. Dans le circuit équivalent LC, chaque TL remplacé par une inductance (Li, où je = 1–13) et un condensateur (Ci, où i = 1, 2,… 10), et un condensateur est considéré pour chaque effet de couplage (Cgi, où i = 1, 2, … 5). La valeur de l'inductance et du condensateur peut être extraite de4,40. En raison de la structure de symétrie du circuit équivalent LC, une analyse en mode pair et impair a été effectuée. La figure 3b, c montre les modes impair/pair, respectivement. L'impédance d'entrée peut être calculée étape par étape dans les modes pair et impair comme suit :

(a) circuit équivalent LC, (b) impair et, (c) modes pairs.

Et pour le mode pair :

Enfin, les paramètres S résultants sont évalués avec (15) et (16). Après avoir calculé S21 sur la base du circuit équivalent LC, il a été déterminé que presque toute la structure BPF proposée est efficace pour contrôler l'emplacement des TZ. Cependant, L13 et C10 ont moins d'effet. En conséquence, il existe une équation générale à plusieurs variables, pour atteindre les trois objectifs de la conception du filtre. Les objectifs de la conception du filtre sont les suivants : fréquence centrale à 2,5 GHz (S21@ 2,5 GHz = 0 dB), premier TZ situé à 2,2 GHz (S21@ 2,2 GHz = − ∞ dB) et deuxième TZ situé à 2,8 GHz (S21@ 2,8 GHz = − ∞ dB). De cette manière, le processus d'optimisation a été utilisé sur la base des algorithmes de gradient dans le logiciel de simulation de l'ADS pour obtenir les objectifs de conception du filtre.

Après les calculs, le BPF proposé est conçu en optimisant les paramètres dans l'environnement logiciel ADS. La structure de mise en page et les réponses simulées du BPF conçu sont illustrées à la Fig. 4a. La figure 4b montre les résultats de simulation du filtre BP proposé. La fréquence centrale (fo) dans la bande passante est de 2,54 GHz et la bande passante - 3 dB (IL) est de 0,23 GHz, de 2,405 à 2,635 GHz. Les pertes d'insertion et de retour à fo sont respectivement de 0,26 et 27,7 dB. Ces résultats montrent que la bande passante de BPF a une marge de sécurité appropriée pour la fréquence 2,5 GHz. Il est également illustré que le BPF conçu a deux TZ à des fréquences de TZ1 = 2,18 et TZ2 = 2,92 GHz. L'écart de fréquence de 0,74 GHz entre les TZ montre une forte atténuation de ce filtre. La bande passante supérieure de la bande d'arrêt est étendue à 2,2 fo, avec un niveau de suppression de 20 dB.

Le BPF proposé, (a) la disposition, (b) les résultats de simulation S21 et S11 du modèle de circuit équivalent, du circuit équivalent LC et de la disposition.

La figure 6a montre l'IL à fo en fonction de la variation de la distance d'écart entre la valeur TL1s et Cg5. Pour étendre la bande passante, la distance entre deux TL1 doit être inférieure à 0,1 mm, comme illustré à la Fig. 6b. Pour atteindre cet objectif, les coûts de fabrication augmentent, de manière significative. Par conséquent, pour réduire le coût de fabrication, la résolution de conception minimale de 0,1 mm a été prise en compte.

Cette section identifie les parties de la structure BPF proposée qui ont un effet direct sur l'IL au fo. En conséquence, la valeur de IL peut être ajustée en ajoutant un circuit à éléments localisés contenant la diode varactor (capacité contrôlable en tension continue) à ces parties. La figure 5 montre la densité de courant de surface du BPF proposé aux TZ et fo. Comme le montrent les Fig. 5a, b, les parties, qui sont principalement rouges, ont un effet plus important sur les TZ. Par conséquent, l'emplacement des TZ dépend des TL de TL2, TL3, TL4, TL5 et de l'un des TL1 (TL1 qui est proche du port d'entrée). En d'autres termes, TL1 côté port de sortie a très peu d'effet sur les TZ. La figure 5c montre que le TL1 près du port de sortie a un effet important sur la fréquence centrale de la bande passante. Sur la base des simulations de densité de courant de surface, le TL1 côté port de sortie joue un rôle direct pour toutes les fréquences de la bande passante. Comme les TL1 sont des lignes à faible impédance et jouent le rôle d'un condensateur à haute valeur de capacité, ce stub peut être contrôlé en définissant ses dimensions. D'autre part, l'écart entre deux tronçons TL1 (la ligne pointillée de la Fig. 3a), qui sont modélisés dans le circuit équivalent proposé avec Cg3, Cg43 et Cg5, a un effet direct sur l'IL à fo. Dans le processus d'optimisation, on constate que l'effet de Cg5 est plus important. Plus la valeur du condensateur Cg5 est faible, plus l'IL à fo est faible et inversement. En conséquence, plus l'écart entre les deux lignes TL1 est grand, plus la valeur IL dans la bande passante est élevée. La figure 6 montre l'IL à fo en fonction de la variation de la distance d'écart entre TL1s et la valeur Cg5. Comme dans la section précédente, cet écart était modélisé par un condensateur, dans le cas de la distance d'écart maximale (S21(@fo) = − 20 dB), il est possible d'utiliser un condensateur SMD entre deux TL1. Ensuite, en ajustant la valeur du condensateur SMD, la valeur de IL dans la bande passante peut être contrôlée. En conséquence, un BPF avec contrôle de la perte d'insertion de la bande passante est conçu et simulé comme indiqué sur la figure 7a. Le circuit à éléments localisés de la structure de la figure 7a comprend :

La diode varactor (Dv) est SMV1247-079LF avec une capacité de 0,64 à 8,86 pF dans une plage de variations de tension continue (VDC) de 0 à 8 V.

Les condensateurs C1 et C2 sont des Murata GRM0603 avec une valeur de 6 et 1,5 pF, respectivement.

Rb est la résistance de polarisation avec une valeur de 100 kΩ et VDC est une tension continue avec une plage de valeurs de 0 à 8 V.

La densité de courant de surface à (a) TZ1, (b) TZ2 et (c) fo.

(a) La valeur de perte d'insertion à fo en fonction de la variation de la distance d'écart entre les valeurs TL1 et Cg5, (b) la variation de la bande passante en fonction de la distance d'écart entre les TL1.

Les BPF proposés avec contrôle de la bande passante IL, (a) circuit proposé et réponse de simulation en fonction du VDC, (b) deuxième BPF de conception et réponse de simulation en fonction du VDC.

La réponse de simulation de ce circuit est représentée sur la figure 7a. Les valeurs de S21 à la fréquence de 2,5 GHz sont égales à − 7,25, − 8,16, − 6,2, − 2,1, − 1,14 et − 0,85 dB pour des tensions de 0, 1, 2, 3, 4 et 5 V, respectivement. Comme mentionné dans la section précédente, les deux TL1 n'ont pas le même effet sur l'IL à la fréquence centrale. L'effet de TL1, proche du port de sortie, est dominant sur l'autre TL1. En conséquence, la deuxième conception BPF contenant uniquement des éléments connectés au TL1 gauche est conçue et simulée, comme illustré sur la figure 7b. Les résultats simulés montrent que la valeur de IL à fo est modifiée en fonction de la tension continue, sans élimination des TZ. De plus, moins d'éléments groupés sont utilisés. Étant donné que la valeur du signal traversant le BPF proposé est contrôlée par la tension, les BPF proposés peuvent être utilisés dans la conception de WPD avec des rapports de division de puissance réglables sur une large plage.

En utilisant le BPF conçu dans la section précédente, un WPD à bande étroite est conçu comme illustré à la Fig. 8. La résistance d'isolement est de 100 ohms. Les réponses de simulation du WPD à bande étroite la bande passante est de 0,14 GHz de 2,45 à 2,59 GHz avec un niveau d'atténuation de - 3 dB. La simulation S11 dans la bande passante est inférieure à − 13,3 dB, S22 et S33 est inférieure à − 19 dB comme indiqué sur la Fig. 8. L'isolation (S32) est inférieure à − 20 dB à fo = 2,5 GHz. Les bandes d'arrêt inférieure et supérieure ont un niveau de suppression élevé et suppriment les harmoniques du courant continu, les deuxième et troisième harmoniques pour la fréquence centrale avec un niveau de suppression supérieur à 25 dB.

Circuit proposé par WPD à bande étroite et résultats de son paramètre S.

La section de réglage IL à fo montre que TL1, qui est proche du port de sortie, a un effet plus important sur la fréquence centrale dans la bande passante. De plus, la distance d'écart entre deux TL1 augmente ou diminue l'IL à la fréquence centrale. Par conséquent, pour concevoir un PD avec contrôle du rapport de division de puissance entre les deux ports de sortie, il est possible d'utiliser le TL1 proche de la sortie et de l'écart TL1s. En conséquence, deux conceptions WPD ont été examinées en contrôlant le rapport de division de puissance dans cette section :

Sur la figure 7, le BPF proposé peut contrôler l'IL dans la bande passante en utilisant un condensateur C1 entre les TL1 et un circuit de contrôle capacitif comprenant une diode varactor, une résistance de polarisation, un condensateur auxiliaire C2 et une source de tension continue. Les réponses ont montré que, bien que l'IL soit contrôlé, les TZ sont éliminés et le taux de roll-off est réduit. Mais en utilisant la plage de tension de 0 à 8, la valeur IL peut être modifiée entre − 0,85 et − 25,7 dB à fo = 2,5 GHz. En utilisant ce filtre, un TWPD avec contrôle de IL est conçu. Ainsi, les BPF proposés sont utilisés à la place des lignes quart d'onde dans WPD4 comme première conception. Le circuit de disposition, les résultats de simulation et de mesure de la première conception sont illustrés à la Fig. 9. Le condensateur de C1 est GRM0115C murata 1,8 pF, le condensateur de C2 est GRM0115C murata 1,5 pF et les résistances de polarisation sont considérées comme 10 kohm. Les diodes varactor sont du modèle SMV1247 et les valeurs des tensions CC V1 et V2 changent dans la plage de 0 à 8 V. Ce PD est fabriqué et mesuré comme la première conception, diviseur de puissance accordable avec contrôle des rapports de division de puissance en utilisant la distance d'écart dans l'axe de symétrie. La figure 9a montre la disposition de la première conception TWPD et la photographie de fabrication, où R2 = 100 Ω est la résistance d'isolement, et peut être considérée lorsqu'une division égale de puissance est nécessaire avec une isolation élevée. Il convient de noter que, pour une division inégale de la puissance à n'importe quelle valeur souhaitée, la résistance d'isolement peut avoir un effet destructeur. Par exemple, en présence de résistance d'isolement, en changeant les tensions de V1 et V2, la puissance divisée ne dépasse pas − 3 dB. Par conséquent, cette résistance peut être éliminée pour obtenir une large plage de rapport de puissance divisé. D'autre part, l'ajout d'une résistance augmente l'adaptation et l'isolement au niveau des ports de sortie. La figure 9b montre les résultats de simulation et de mesure pour les deux tensions V1 = V2 = 8 V, essentiellement une répartition égale de la puissance. La variation maximale du retard de groupe (GD) dans la bande passante pour S21 et S31 est de 0,65 et 0,63 ns, respectivement. La figure 10a, b montre la puissance inégale divisée pour les tensions V1 = 0, V2 = 8 et V1 = 8, V2 = 1, respectivement. Pour ce diviseur de puissance, plus la différence entre les valeurs de V1 et V2 est grande, plus la différence de rapport de division de puissance entre les ports de sortie est grande. Par exemple, si V1 = 8 et V2 = 0 V, qui est la différence maximale entre les deux tensions continues, la valeur de S31 = − 1,765 dB et S21 = − 18,33 dB. Autrement dit, le rapport de puissance est de 1:45 à une fréquence de 2,5 GHz. Comme la structure est symétrique, les tensions inverses (V1 = 0, V2 = 8) entraînent le rapport de division de puissance inversé entre les ports de sortie (S31 = − 18,91 dB, S21 = − 1,78 dB). Lorsque la tension continue d'une section diminue, la valeur de la division de puissance vers le port de sortie de cette section diminue. A titre d'exemple, deux tensions de V1 = V2 = 0 en résultent.

Proposition de WPD avec rapport de division de puissance réglable (première conception), (a) disposition et photographie de la structure de fabrication, (b) résultats de simulation et de mesure à V1 et V2 = 8 V.

Résultats de mesure et de simulation du premier TWPD de conception, (a) à V1 = 0 et V2 = 8, et (b) à V1 = 8 et V2 = 1.

S21 = − 18,36 dB, S31 = − 18,93 dB. Scilicet, en sélectionnant ces deux tensions, toute la puissance peut être bloquée à la fréquence centrale.

Dans la section de réglage de IL à fo, il a été montré que TL1 du côté du port de sortie a un effet direct sur fo. En conséquence, en contrôlant l'effet de capacité du tronçon TL1 à l'aide du condensateur SMD et de la diode varactor, le rapport de division de puissance peut être contrôlé pour la conception d'un TWPD (deuxième conception). La figure 11a montre le circuit de disposition et la photographie de fabrication de la deuxième conception. Cette conception n'a pas de condensateur de ligne de symétrie. En conséquence, deux éléments sont réduits et la taille devient plus petite. Étant donné que PD est contrôlé à l'aide de l'effet de capacité de TL1, il existe une plage plus large pour diviser une puissance inégale sur une tension continue de plage plus étroite. De sorte que la tension continue pour une répartition de puissance égale à inégale entre 1,7 et 4 V soit suffisante pour les sources de tension continue. Le condensateur de C1 est GRM0115C murata 30pF, et les résistances de polarisation sont considérées comme 10 kohm. Les diodes varactor sont du modèle SMV1247 et les valeurs des tensions CC V1 et V2 changent dans la plage de 0 à 4 V. La figure 11b montre la deuxième simulation de conception et les résultats de mesure pour V1 = V2 = 4 V. Comme indiqué, contrairement à la première conception TWPD , les TZ ne sont pas éliminés dans le TWPD de deuxième conception, ce qui entraîne une forte décroissance nette. La variation maximale du retard de groupe (GD) dans la bande passante pour S21 et S31 est de 0,85 et 0,64 ns, respectivement. Comme le montre la Fig. 11b, S32 est égal à -11,34 dB, ce qui est une valeur relativement correcte sans R2. On peut également voir que les bandes d'arrêt inférieure et supérieure sont larges avec un niveau de suppression de 20 dB. Les valeurs d'adaptation d'entrée (S11), d'adaptation de sortie (S22 et S33) et d'isolation entre deux ports de sortie (S23) sont appropriées dans la plage de bande passante de 0,1 GHz, comme illustré sur la Fig. 11b. La figure 12a, b montre la puissance inégale divisée pour des tensions de V1 = 1,7, V2 = 4 et V1 = 4, V2 = 2,15, respectivement. Pour cette DP, plus les valeurs V1 et V2 sont éloignées l'une de l'autre, plus la différence de puissance divisée est importante. Par exemple, si V1 = 4 et V2 = 1,7 V, dont les valeurs de S31 = − 0,877 et S21 = − 22,15 dB. Autrement dit, à ces tensions, le rapport de division de puissance est de 1:134 à une fréquence de 2,52 GHz. Le rapport de division de puissance de.

Proposition de WPD avec rapport de division de puissance réglable (deuxième conception), (a) disposition et photographie de la structure de fabrication, (b) résultats de simulation et de mesure à V1 et V2 = 4 V.

Résultats de mesure et de simulation du TWPD de deuxième conception, (a) à V1 = 4 et V2 = 1,7, et (b) à V1 = 4 et V2 = 2,15.

1:134 n'est pas vu dans la première conception. Étant donné que la structure du deuxième TWPD est symétrique, à des tensions continues opposées (V1 = 1,7, V2 = 4 V), la valeur de la puissance divisée entre les ports de sortie est inversée (S31 = − 22,28, S21 = − 0,79). Lorsqu'une tension continue diminue, la valeur de la puissance transmise au port de sortie diminue. A titre d'exemple, pour deux tensions V1 = V2 = 1,7, on obtient S21 = − 22,23 dB, S31 = − 22,31 dB. C'est-à-dire qu'en sélectionnant ces deux tensions, toute la puissance peut être bloquée à fo. L'avantage de la seconde est la valeur différente maximale entre les deux tensions CC, la conception par rapport à la première conception est une taille plus compacte, des plages de variation plus compactes pour les tensions CC et une large plage de puissance divisée jusqu'à 1:134. La figure 13 montre la variation des paramètres S pour la variation de tension V1 = 0 à 8 (avec pas de 0,1 V) et V2 = 0 à 8 (avec pas de 1 V). À l'aide de ces graphiques, les réponses de simulation des paramètres S peuvent être étudiées pour des rapports de puissance divisés importants. Il est également possible de choisir n'importe quelle plage de division de puissance d'égale à inégale. Les plages importantes de puissance divisée pour le deuxième TWPD de conception à tension constante V2 = 4 et V1 = 4 sont tabulées dans les tableaux 1 et 2, respectivement. D'après ces tableaux, il est clair que la puissance répartie entre les deux ports de sortie se fait de manière symétrique en ajustant les tensions. De plus, plus la différence de tension entre V1 et V2 est grande, plus la plage de puissance divisée est large. Le tableau 3 compare les résultats des deux diviseurs de puissance proposés avec des travaux antérieurs. Il est facile de comparer à partir du tableau 3 que la large plage de puissance divisée, le nombre de basses tensions CC, la plage de basses tensions CC et la taille compacte sont les avantages les plus importants des deux conceptions proposées. Dans le tableau 3, FPDR est le rapport de division de puissance fractionnaire pour évaluer la capacité d'un TWPD dans la division de puissance inégale, qui peut être dérivée comme suit :

Résultats des paramètres S de simulation à large plage du TWPD proposé (première conception).

La nouveauté du travail proposé est divisée en deux parties : la nouveauté de la conception et la nouveauté des résultats comme suit :

Les diviseurs de puissance sont conçus sur la base du filtre passe-bande (BPF) avec une nouvelle structure composée de lignes à haute et basse impédance. Les diviseurs de puissance avec un rapport de division de puissance réglable ont un circuit composé d'éléments localisés. La diode varactor dans le circuit des éléments localisés agit comme un condensateur variable, où sa capacité dépend de la tension continue. Dans la structure de diviseur de puissance proposée, les condensateurs variables sont ajoutés à la ligne à faible impédance TL1s, qui a les plus grands effets capacitifs et de couplage élevé. En conséquence, outre les nouvelles configurations structurelles, d'autres nouveautés de conception contrôlent les effets capacitifs et de couplage de la ligne à faible impédance. L'ajout d'un circuit à éléments localisés à une ligne à faible impédance avec des effets capacitifs et de couplage élevés n'a pas été vu dans les travaux précédents. Les travaux précédents28,29,30,31,32,33 utilisaient uniquement un circuit à éléments localisés avec des lignes à effet inductif élevé (ligne à haute impédance). Par conséquent, la nouveauté de conception proposée entraîne le moins grand nombre d'éléments regroupés.

La nouveauté des résultats ou les avantages des TWPD proposés par rapport aux travaux précédents sont les larges plages du rapport de division de puissance (pour la première fois jusqu'à 1:135), la suppression des harmoniques avec de larges bandes d'arrêt, la puissance bilatérale symétrique divisant, bloquant complètement le signal pour les deux ports ou tout port souhaité (pour la première fois). Contrairement aux travaux précédents, tous ces avantages sont inclus dans les deux diviseurs de puissance proposés. Outre une caractéristique de division de puissance, un blocage complet du signal à la fréquence centrale pour deux ports de sortie, est une caractéristique unique, qui n'a pas été présentée dans les travaux précédents.

Cet article a présenté deux diviseurs de puissance Wilkinson accordables avec une large gamme de rapport de division de puissance. La première idée est la conception d'un nouveau BPF à bande étroite basé sur le modèle de circuit équivalent et le circuit équivalent LC utilisant une analyse en mode pair/impair. Ensuite, en étudiant la densité de courant de surface, il est déterminé par quelle partie du BPF conçu la perte d'insertion peut être contrôlée à fo. Les TWPD sont conçus sur la base de composants de contrôle IL pour créer une large gamme de rapports de division de puissance. La structure des TWPD se compose de deux TBPF conçus, de deux circuits à éléments localisés et de deux tensions continues. Les avantages des TWPD proposés sont inclus dans ces cas : les larges plages de rapport de division de puissance égales à inégales, la taille compacte, le faible nombre d'éléments localisés, la suppression des harmoniques avec de larges bandes d'arrêt, le signal symétrique bilatéral, complètement bloquant et l'utilisation de seulement deux tensions continues. La comparaison des résultats de simulation et de mesure montre qu'il y a eu un bon accord entre les résultats, et confirme ainsi l'exactitude des conceptions.

Les résultats calculés au cours de l'étude en cours sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Sepehr Zarghami & Mohsen Hayati

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SZ a réalisé la conception, l'analyse, l'enquête et la rédaction - préparation du projet original. MH a participé à la rédaction, à la révision et à l'édition. Tous les auteurs ont discuté des résultats et contribué au manuscrit final.

Correspondance à Mohsen Hayati.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Zarghami, S., Hayati, M. Diviseurs de puissance à bande étroite avec rapport de division de puissance réglable à large plage. Sci Rep 12, 17351 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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Reçu : 29 avril 2022

Accepté : 11 octobre 2022

Publié: 17 octobre 2022

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-022-22178-0

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