Utilisation de ferrites pour supprimer les EMI

Dans notre monde idéal, la sécurité, la qualité et la performance sont primordiales. Cependant, le coût du composant final (qui comprend la ferrite) est devenu dans de nombreux cas le facteur décisif. Cet article est écrit comme une aide pour l'ingénieur de conception à la recherche de matériaux de ferrite alternatifs comme moyen de réduire les coûts.

APPLICATIONS FERRITIQUES

Voici les trois principales applications de la ferrite douce :

1. Niveau de signal faible2. Puissance3. EMI

Les caractéristiques intrinsèques requises du matériau et la géométrie du noyau sont dictées par chaque application spécifique. Les caractéristiques intrinsèques contrôlant les performances des applications à faible niveau de signal sont la perméabilité (en particulier avec la température), une faible perte de noyau et une bonne stabilité magnétique avec le temps et la température. Les applications incluent les inductances à Q élevé, les inductances en mode commun, les transformateurs à large bande, d'adaptation et d'impulsions, les éléments d'antenne pour les radios et les transpondeurs actifs et passifs. Pour les applications de puissance, les caractéristiques souhaitables sont une densité de flux élevée et de faibles pertes à la fréquence et à la température de fonctionnement. Les applications incluent les alimentations à découpage, les amplificateurs magnétiques, les convertisseurs cc-cc, les filtres de puissance, les bobines d'allumage et les transformateurs pour la charge de la batterie des véhicules électriques.

La caractéristique intrinsèque qui influence le plus les performances de la ferrite douce dans les applications de suppression est la perméabilité complexe [1], qui est directement proportionnelle à l'impédance du noyau. Il existe trois façons d'utiliser les ferrites comme suppresseurs de signaux indésirables, conduits ou rayonnés. Le premier, et le moins courant, est celui de véritables boucliers où la ferrite est utilisée pour isoler un conducteur, un composant ou un circuit, d'un environnement de champs électromagnétiques parasites rayonnés. Dans la deuxième application, la ferrite est utilisée avec un élément capacitif pour créer un filtre passe-bas inductif - capacitif aux basses fréquences et dissipatif aux fréquences plus élevées. La troisième utilisation, et la plus courante, est lorsque les noyaux de ferrite sont utilisés seuls sur des fils de composants ou dans des circuits au niveau de la carte. Dans cette application, le noyau de ferrite empêche toute oscillation parasite et/ou atténue le captage ou la transmission de signal indésirable qui pourrait se déplacer le long des fils de composants ou des fils, pistes ou câbles interconnectés. Dans les deuxième et troisième applications, le noyau de ferrite supprime les EMI conduites en éliminant ou en réduisant considérablement les courants haute fréquence émanant de la source EMI. L'introduction de la ferrite fournit une impédance de fréquence suffisamment élevée qui entraîne la suppression des courants à haute fréquence. Théoriquement, la ferrite idéale fournirait une impédance élevée aux fréquences EMI et une impédance nulle à toutes les autres fréquences. En réalité, les noyaux de suppresseur de ferrite fournissent une impédance dépendante de la fréquence. Basse à des fréquences inférieures à 1 MHz, et selon le matériau de ferrite, l'impédance maximale peut être obtenue entre 10 MHz et 500 MHz.

PERMÉABILITÉ COMPLEXE

Comme il est cohérent avec les principes de génie électrique dans lesquels les tensions et courants alternatifs sont désignés par des paramètres complexes, la perméabilité d'un matériau peut être représentée comme un paramètre complexe composé d'une partie réelle et d'une partie imaginaire. Ceci est mis en évidence à des fréquences élevées où la perméabilité se sépare en deux composants. La composante réelle (μ') représente la partie réactive, et est en phase [2] avec le champ magnétique alternatif, tandis que la composante imaginaire (μ") représente les pertes, et est déphasée avec le champ magnétique alternatif. Celles-ci peuvent être exprimée en composantes série (μs' μs" ) ou en composantes parallèles (μp' μp"). Les graphiques des figures 1, 2 et 3 montrent les composantes série de la perméabilité initiale complexe en fonction de la fréquence pour trois matériaux de ferrite. Matériau le type 73 est une ferrite manganèse-zinc avec une perméabilité initiale de 2500. Le type de matériau 43 est une ferrite nickel-zinc avec une perméabilité initiale de 850. Le type de matériau 61 est une ferrite nickel-zinc avec une perméabilité initiale de 125.

Figure 1

Figure 2

figure 3

En se concentrant sur la figure 3, les composants en série du matériau de type 61, on voit que la partie réelle de la perméabilité, μs', reste constante avec une fréquence croissante jusqu'à ce qu'une fréquence critique soit atteinte, puis décroît rapidement. Les pertes, ou μs", augmentent, puis culminent lorsque μs' diminue. Cette diminution de μs' est due à l'apparition de la résonance ferrimagnétique. [3] Il convient de noter que plus la perméabilité est élevée, plus la fréquence à laquelle Cette relation inverse a été observée pour la première fois par Snoek et a reçu la formule suivante :

éq. (1)

où :ƒres = fréquence à laquelle μs" est maximaleγ = rapport gyromagnétique = 0,22 x 106 A-1 mμi = perméabilité initiale Msat = 250-350 Am-1

Cette même équation peut être approchée par :

ƒres = B sat/μi MHz éq. (2)

Étant donné que les noyaux de ferrite utilisés dans les applications à faible niveau de signal et de puissance sont concernés par des paramètres magnétiques inférieurs à cette fréquence, le fabricant de ferrite publie rarement des données sur la perméabilité et/ou les pertes à des fréquences plus élevées. Cependant, des données de fréquence plus élevée sont essentielles lors de la spécification des noyaux de ferrite utilisés dans la suppression des EMI.

RELATION ENTRE LA PERMÉABILITÉ COMPLEXE ET L'IMPÉDANCE

La caractéristique spécifiée par la plupart des fabricants de ferrite pour les composants utilisés dans la suppression des EMI est l'impédance. L'impédance est facilement mesurée sur des analyseurs commerciaux facilement disponibles avec des lectures numériques directes. Malheureusement, l'impédance est généralement spécifiée à des fréquences particulières et est la quantité scalaire représentant l'amplitude du vecteur d'impédance complexe. Bien que ces informations soient précieuses, elles ne sont souvent pas suffisantes, en particulier lors de la modélisation des performances du circuit de la ferrite. Pour ce faire, la valeur d'impédance et l'angle de phase des composants ou la perméabilité complexe du matériau spécifique doivent être disponibles.

Mais avant même de commencer à modéliser les performances d'un composant en ferrite dans un circuit, le concepteur doit savoir ce qui suit :

Les équations

L'impédance d'un noyau de ferrite en termes de perméabilité est donnée par :

Z = jωμLo éq. (3)

et

μ = μ' – jμ" = (μs'2 +(jμ"s)2)1/2 éq. (4)

oùμ'= partie réelle de la perméabilité complexeμ"= partie imaginaire de la perméabilité complexej = vecteur imaginaire unitaireLo= l'inductance du noyau d'air

donc

Z = jωLo (μ' −jμ") éq. (5)

L'impédance du noyau est également considérée comme une combinaison en série de la réactance inductive (XL) et de la résistance de perte (Rs), qui dépendent toutes deux de la fréquence. Un noyau sans perte aurait une impédance qui serait donnée par la réactance :

X = jωLs éq. (6)

Un noyau qui a des pertes magnétiques peut être représenté comme ayant une impédance :

Z = Rs + jωLs éq.(7)

où :Rs = résistance série totale =Rm + ReRm = résistance série équivalente due aux pertes magnétiquesRe = résistance série équivalente pour les pertes de cuivre

Aux basses fréquences, l'impédance du composant est principalement la réactance inductive. Lorsque la fréquence augmente, l'inductance diminue en même temps que les pertes augmentent et que l'impédance totale augmente. La figure 4 est une courbe typique de XL, Rs et Z en fonction de la fréquence pour notre matériau à perméabilité moyenne.

Sachant que le facteur de qualité magnétique

Q = μ'/μ" = ωLs/Rs éq. (8)

alors la réactance inductive est rendue directement proportionnelle à la partie réelle de la perméabilité complexe par Lo, l'inductance du noyau d'air :

jωLs = j ωLoμs'

La résistance aux pertes est également rendue directement proportionnelle à la partie imaginaire de la perméabilité complexe par la même constante :

Rs= ωLoμs"

Substituant dans l'équation (7) pour l'impédance :

Z = ωLoμs"+ jωLo μs'

et factorisation :

Z = jωLo ( µs' – jµs'') éq. (9)

Dans l'équation 9, le matériau du noyau est donné par µs' et µs'', et la géométrie du noyau est donnée par Lo. Ainsi, connaissant la perméabilité complexe pour différents ferrites, une comparaison peut être effectuée pour obtenir le matériau le plus approprié à la fréquence ou à la plage de fréquences souhaitée. Une fois le matériau optimal choisi, le meilleur composant de taille peut être sélectionné. La représentation vectorielle de la perméabilité complexe et de l'impédance se trouve à la figure 5.

Si le fabricant fournit des graphiques de perméabilité complexe par rapport à la fréquence pour les matériaux de ferrite recommandés pour les applications de suppression, alors une comparaison des formes de noyau et des matériaux de noyau pour optimiser l'impédance est simple. Malheureusement, ces informations sont rarement disponibles. Cependant, la plupart des fabricants fournissent des courbes de perméabilité initiale et de pertes en fonction de la fréquence. A partir de ces données, une comparaison des matériaux pour optimiser l'impédance du noyau peut être obtenue.

Exemple de sélection de matériaux

En se référant à la Figure 6, Perméabilité initiale et facteur de perte [4] par rapport à la fréquence pour le matériau Fair-Rite 73, en supposant qu'un concepteur souhaite garantir une impédance maximale entre 100 et 900 kHz. 73 matériau est choisi. Aux fins de modélisation, le concepteur doit également connaître les parties réactive et résistive du vecteur d'impédance à 100 kHz (105 Hz) et 900 kHz. Ces informations peuvent être dérivées des graphiques comme suit :

A 100kHz μs'=μi = 2500 et (Tan δ/μi) = 7 x 10-6 puisque Tan δ = μs"/μs' alors μs" = (Tan δ/μi) x (μi)2 =

Calcul de la perméabilité complexe :

μ = μ' − jμ" = (μs ' 2 +( jμ"s)2)1/2 = 2500,38

Il convient de noter que, comme prévu, μ" ajoute très peu au vecteur de perméabilité totale à cette basse fréquence. L'impédance du noyau est principalement inductive.

Cependant à 900 kHz μs" est devenu un contributeur significatif

μs'= 2100, μs"=1014 μ = 2332

Sélection de base

Le concepteur sait que l'âme doit accepter un fil #22 et s'insérer dans un espace de 10 mm sur 5 mm. Le diamètre intérieur sera spécifié comme 0,8 mm. En résolvant l'impédance estimée et ses composants, on choisit d'abord une perle d'un diamètre extérieur de 10 mm et d'une hauteur de 5 mm :

à 100 kHz puisque Z= ωLo μ et Toroidal Lo= .0461 N2 log10 (OD/ID) Ht 10-8 (H)

alors Z= ωLo (2500,38) = (6,28 x 105) x 0,0461 x log10 (10/0,8) x 5 x (2500,38) x 10-8 = 3,97 ohms

oùRs = Lo ω µs" = 0,069 ohmsXL = Lo ω µs'= 3,97 ohms

à 900 kHzZ = 33,3 ohms, Rs =14,48 ohms, XL =30,0 ohms

Ensuite, une perle de diamètre extérieur 5 mm et de longueur 10 mm est sélectionnée :

à 100 kHzZ= ωLo (2500.38) = (6.28 x 105) x .0461 x log10 (5/.8) x 10 x (2500.38) x 10-8= 5.76 ohms

oùRs= Lo ω μs" = 0,100 ohmsXL = Lo ω μs' = 5,76 ohms

à 900 kHzZ= 48,1 ohms, Rs = 20,9 ohms, XL = 43,3 ohms

Dans ce cas, comme dans la plupart des cas, l'impédance maximale est obtenue en utilisant un diamètre extérieur plus petit avec la longueur la plus longue. Si l'ID était plus grand, par exemple 4 mm, l'inverse aurait été vrai.

Cette même approche peut être utilisée si des graphiques d'impédance par unité Lo et d'angle de phase en fonction de la fréquence sont fournis. Les figures 9, 10 et 11 sont représentatives de telles courbes pour les trois mêmes matériaux utilisés tout au long de cet article.

Exemple

Le concepteur souhaite garantir une impédance maximale pour la gamme de fréquences de 25 MHz à 100 MHz. L'espace disponible sur la carte est à nouveau de 10 mm sur 5 mm et le noyau doit accepter un fil #22 awg. En se référant à la figure 7 Impédance par unité Lo pour trois matériaux de ferrite, ou à la figure 8, perméabilité complexe pour les trois mêmes matériaux, un matériau de 850 μi est choisi. [5] En utilisant le graphique de la figure 9, Z/Lo pour le matériau à perméabilité moyenne, à 25 MHz, est de 350 x 108 ohm/H. Résolution de l'impédance estimée :

Z= 350 108 x 0,0461 x log10 (5/0,8) x 10 x 10-8

Z=128,4 ohm Φ = 30 degrésXL = Z sin Φ = 126,8 ohmsRs = Z cos Φ = 19,81 ohms

et à 100 MHz :Z= 179,8 ohms Φ= 0XL= 0 ohms Rs= 179,8 ohms

Figure 7

Figure 8

Figure 9

La même approche peut être utilisée pour différents matériaux, dimensions et fréquences.

La discussion précédente supposait que le noyau de choix était cylindrique. Si le noyau de ferrite utilisé est pour un ruban plat, un câble groupé ou une plaque à plusieurs trous, le calcul du Lo devient plus difficile et des chiffres assez précis pour la longueur du trajet des noyaux et la surface effective doivent être obtenus afin de calculer l'inductance du noyau d'air. Cela peut être fait en sectionnant mathématiquement le noyau et en additionnant la longueur de trajet calculée et la zone magnétique pour chaque section. Dans tous les cas cependant, une augmentation ou une diminution de l'impédance sera directement proportionnelle à une augmentation ou une diminution de la hauteur/longueur du noyau de ferrite. [6]

RELATION ENTRE IMPÉDANCE ET ATTÉNUATION

Comme indiqué, la plupart des fabricants spécifient les cœurs pour les applications EMI en termes d'impédance, mais souvent l'utilisateur final a besoin de connaître l'atténuation. La relation qui existe entre ces deux paramètres est :

Atténuation = 20 log10 ((Zs +Zsc + ZL) / (Zs + ZL)) dB

oùZs = Impédance de la sourceZsc = Impédance du noyau du suppresseurZL = Impédance de la charge

La relation dépend de l'impédance de la source générant le bruit et de l'impédance de la charge qui le reçoit. Ces valeurs sont généralement des nombres complexes dont la portée peut être infinie et difficiles à obtenir par le concepteur. La sélection d'une valeur d'un ohm pour la charge et l'impédance de la source, comme cela peut être le cas lorsque la source est une alimentation à découpage et la charge de nombreux circuits à faible impédance, simplifie l'équation et permet la comparaison des noyaux de ferrite en termes d'atténuation .

Dans ces conditions, l'équation se réduit à :

Atténuation = 20 log10 (Zsc/2) dB

Le graphique de la Figure 12 est une famille de courbes qui montrent la relation entre l'impédance du cordon de blindage et l'atténuation pour un certain nombre de valeurs couramment utilisées de la charge plus l'impédance du générateur.

La figure 13 est le circuit équivalent d'une source d'interférence avec une impédance interne de Zs, générant un signal d'interférence à travers l'impédance série du noyau de suppresseur Zsc et l'impédance de charge ZL.

Figure 13

L'ENVIRONNEMENT

Température

Comme indiqué, les paramètres magnétiques de la ferrite peuvent être affectés par la température et les intensités de champ.

Les figures 14 et 15 sont des graphiques de l'impédance en fonction de la température pour les trois mêmes matériaux de ferrite. Le plus stable de ces matériaux est le matériau 61, avec une diminution d'impédance de 8% à 100º C et 100 MHz. Ceci est comparé à une chute d'impédance de 25% pour le matériau 43 à la même fréquence et à la même température. Ces courbes, lorsqu'elles sont fournies, peuvent être utilisées pour ajuster l'impédance de température ambiante spécifiée si l'atténuation souhaitée doit être à des températures élevées.

Intensité du champ

Comme dans le cas de la température, un courant continu et un courant de puissance de 50 ou 60 Hz affecteront également les mêmes caractéristiques de ferrite intrinsèques qui, à leur tour, entraîneront une baisse de l'impédance du noyau. Les figures 16, 17 et 18 sont des courbes typiques qui illustrent l'effet des polarisations sur l'impédance d'un matériau en ferrite. La courbe représente la dégradation de l'impédance en fonction de l'intensité du champ pour un matériau spécifique en fonction de la fréquence. Il convient de noter qu'à mesure que la fréquence augmente, l'effet des biais diminue.

NOUVEAUX MATÉRIAUX

Depuis la compilation de ces données, Fair-Rite Products a introduit deux nouveaux matériaux. Notre 44 qui est un matériau de nickel-zinc à perméabilité moyenne et notre 31 qui est un matériau à haute perméabilité de manganèse-zinc.

La figure 19 est un tracé de l'impédance en fonction de la fréquence pour une perle de même taille dans les matériaux 31, 73, 44 et 43. Le matériau 44 est un matériau 43 amélioré avec une résistivité en courant continu plus élevée, 109 ohm cm, de meilleures caractéristiques de choc thermique, une stabilité de température et une température de curie plus élevée (Tc). Par rapport à notre matériau 43, le matériau 44 a des caractéristiques d'impédance par rapport à la fréquence légèrement supérieures. Le matériau immobile 31 présente une impédance plus élevée que 43 ou 44 sur toute la plage de fréquences mesurée. Conçu pour atténuer le problème de résonance dimensionnelle qui affecte les performances de suppression des basses fréquences des plus grands noyaux de manganèse-zinc, 31 a trouvé des applications réussies en tant que noyaux de suppression de connecteur de câble et grands noyaux toroïdaux. La figure 20 est une courbe d'impédance en fonction de la fréquence pour les matériaux 43, 31 et 73 pour un noyau Fair-Rite avec un diamètre extérieur de 0,562", ID de 0,250 et une HT de 1,125. Lorsque l'on compare la figure 19 à la figure 20, il convient Il convient de noter que pour le noyau plus petit de la figure 19, pour des fréquences allant jusqu'à 25 MHz, le matériau 73 est le matériau de suppression optimal. Cependant, à mesure que la section transversale du noyau augmente, la fréquence maximale diminue. Comme le montrent les données de la figure 20, où la fréquence la plus élevée où 73 est optimal est de 8 MHz. Il convient également de noter que le matériau 31 est supérieur de 8 MHz à 300 MHz. Cependant, étant une ferrite de manganèse-zinc, le matériau 31 a une résistivité volumique beaucoup plus faible de 102 ohm-cm et présente une plus grande changements d'impédance avec des variations extrêmes de température.

Image 19

Figure 20

Figure 21

Glossaire Air Core Inductance – Lo (H)L'inductance qui serait mesurée si le noyau avait une perméabilité unitaire et que la distribution du flux restait inchangée. Dimensions en mm

Atténuation – A (dB) La diminution de l'amplitude du signal lors de la transmission d'un point à un autre. Il s'agit d'un rapport scalaire de l'amplitude d'entrée à l'amplitude de sortie en décibels.

Constante centrale – C1 (cm-1)La somme des longueurs de trajet magnétique de chaque section d'un circuit magnétique divisée par la zone magnétique correspondante de la même section.

Constante centrale – C2 (cm-3)La somme des longueurs de trajet magnétique de chaque section d'un circuit magnétique divisée par le carré de la zone magnétique correspondante de la même section.

Dimensions efficaces d'un circuit magnétiqueAire Ae (cm2), longueur du trajet le (cm) et volume Ve (cm3) Pour un noyau magnétique de géométrie donnée, la longueur du trajet magnétique, la surface de la section transversale et le volume qu'un noyau toroïdal hypothétique ayant les mêmes propriétés matérielles devrait posséder pour être l'équivalent magnétique du noyau donné.

Intensité du champ – H (oersted)Le paramètre caractérisant l'amplitude de l'intensité du champ.H = .4 π NI/le (oersted)

Densité de flux – B (gauss)Paramètre correspondant au champ magnétique induit dans une zone perpendiculaire au trajet du flux.

Impédance – Z (ohm)L'impédance d'une ferrite peut être exprimée en termes de perméabilité complexe.Z = jωLs + Rs = jωLo(μs'- jμs") (ohm)

Tangente de perte – tan δLa tangente de perte de la ferrite est égale à l'inverse du Q du circuit.

Facteur de perte – tan δ/μiLe déphasage entre les composants fondamentaux de la densité de flux et l'intensité du champ divisé par la perméabilité initiale.

Angle de phase – ΦDéphasage entre la tension et le courant appliqués dans un dispositif inductif.

Perméabilité – μLa perméabilité obtenue à partir du rapport de la densité de flux et de l'intensité du champ alternatif appliqué est…..

Perméabilité d'amplitude, μa - lorsque les valeurs indiquées de densité de flux sont supérieures à celles utilisées pour la perméabilité initiale.

Perméabilité effective, μe - lorsqu'un circuit magnétique est construit avec un entrefer ou des entrefers, la perméabilité est alors celle d'un matériau homogène hypothétique qui fournirait la même réticence.

Perméabilité incrémentielle, μΔ – lorsqu'un champ statique est superposé.

Perméabilité initiale, μi - lorsque la densité de flux est maintenue en dessous de 10 gauss.

Les références

Remarques

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