Un problème (et une solution) avec MIL

Il y a dix ans, MIL-STD-461F a ajouté une extension basse fréquence au CS114 qui modélise le bruit en mode commun généré par les systèmes d'alimentation CC utilisés sur les navires de la Marine. Un générateur électromécanique génère un potentiel CC haute tension, avec des niveaux inférieurs de puissance CC dérivés du bus à haut potentiel d'origine par des conversions CC à CC à l'état solide. Une telle conversion de puissance entraîne de grandes quantités de bruit de mode commun. L'extension est un niveau de 77 dBuA de 4 kHz à 1 MHz. Pour prendre en charge la nouvelle exigence, la figure CS114-2 a été augmentée pour contrôler la perte d'insertion de la pince d'injection en dessous de 10 kHz. Mais l'extension était trop stricte et, plus important encore, le concept derrière l'extension n'est pas le moyen optimal d'exécuter le test aux fréquences audio. La méthode optimale utilise quelques watts de puissance provenant d'une source audio au lieu de 100 watts de puissance provenant d'une source de 50 ohms, cette dernière n'étant pas un équipement de test typique.

Analyse de la courbe de perte d'insertion maximale en dessous de 10 kHz

Le but de la courbe de perte d'insertion maximale telle qu'indiquée dans l'annexe MIL-STD-461 correspondante est le désir de limiter la puissance de serrage requise à 100 watts, une puissance nominale maximale commune pour un tel équipement. Mais une limite remplissant cette fonction en dessous de 10 kHz est une extension log-linéaire de la limite de 10 à 100 kHz, et non la pente différente comme dans la figure CS114-2 actuelle. La figure 1 reproduit la figure CS114-2 montrant la limite actuelle avec une superposition rouge en pointillés de celle suggérée.

Figure 1 : MIL-STD-461F/G Figure CS114-2 annotée pour montrer l'extrapolation linéaire de la limite de perte d'insertion basée sur l'inductance magnétisante

Les limites de perte d'insertion de la figure CS114-2 au-dessus de 10 kHz encadrent les performances du modèle 95236-1 d'Eaton (plus tard Tegam et maintenant ETS-Lindgren) en dessous d'environ 6 MHz et du modèle 95242-1 au-dessus de cette fréquence. C'étaient les pinces d'injection disponibles dans les années 1980 lorsque les techniques d'injection de câbles en vrac ont évolué. L'atténuation en dessous de 100 kHz est de 20 dB par décade, reflétant l'inductance magnétisante comme facteur provoquant l'atténuation. Cette pente ne change pas comme par magie à 10 kHz et tout écart dans la pente de la perte d'insertion maximale admissible est problématique dans la conception de pinces conformes. L'analyse simple suivante montre que l'écart par rapport à 20 dB par décade n'est pas nécessaire.

Nous calculons la perte d'insertion maximale autorisée qui permettra à un amplificateur de 100 watts d'induire 77 dBuA dans le dispositif d'étalonnage, en supposant que tous les équipements de 50 ohms (approche CS114 classique).

77 dBuA + 34 dB ohms = 111 dBuV

à chaque extrémité du dispositif d'étalonnage lorsqu'ils sont terminés en 50 ohms (34 dB ohm).

111 dBuV sur 50 ohms est de 4 dBm en utilisant le facteur de conversion de 107 dB entre dBuV et dBm dans une résistance de 50 ohms.

La différence entre les 4 dBm dissipés dans chaque charge de 50 ohms sur le dispositif d'étalonnage et les 100 watts (50 dBm) disponibles à partir de l'amplificateur est par définition la perte d'insertion maximale autorisée. Cette valeur :

50 dBm – 4 dBm = 46 dB

peut être vu sur la figure CS114-2 annotée pour tomber exactement sur la limite de perte d'insertion maximale extrapolée linéairement. Cette valeur graphique correspond à la valeur obtenue à l'aide d'une extrapolation analytique utilisant une extrapolation de 20 dB par décade à partir de la perte d'insertion maximale de 10 kHz de 38 dB :

38 dB + 20 log (10 kHz/4 kHz) = 46 dB

Nous pouvons donc voir qu'il n'est pas nécessaire de modifier la courbe de ce que la physique dicte qu'elle doit être - 46 dB - à une limite plus stricte de 43 dB selon MIL-STD-461F/G Figure CS114-2.

Puissance requise avec un équipement de test autre que 50 ohms

Il est rare de voir des amplificateurs de puissance de 50 ohms aux fréquences audio. Il est beaucoup plus courant de voir des amplificateurs audio avec des étages de sortie configurés pour piloter des résistances de charge très faibles, allant de 2 à 8 ohms pour les amplificateurs audio traditionnels. Les amplificateurs conçus pour piloter 2 à 8 ohms ont une impédance de sortie une fraction de l'impédance de charge ; cette fraction s'appelle le facteur d'amortissement et sera un facteur de dix ou même plus dans un amplificateur de bonne qualité.

Avant de décrire la configuration du test et la mesure, il est utile de voir pourquoi un équipement audio à faible impédance fonctionnera bien mieux qu'un équipement de 50 ohms en dessous de 10 kHz. Cela se résume à l'impédance présentée par la pince d'injection à ces basses fréquences, comme indiqué précédemment reflétant l'inductance magnétisante. On pourrait mesurer cette inductance, mais ce n'est pas nécessaire. La perte d'insertion de toute pince répondant à la figure CS114-2 signifie que l'impédance de la pince à 10 kHz est de l'ordre de 1 ohm. D'où l'énorme charge (perte d'insertion ~ 35 dB à 10 kHz) dans un système de 50 ohms, mais il devrait être immédiatement évident qu'un système audio avec une impédance de sortie de l'ordre de 1 ohm sera beaucoup plus efficace pour alimenter le pince et dans le dispositif d'étalonnage des charges de 50 ohms.

Une note finale avant de se plonger dans la configuration et les résultats des tests. Certains pourraient craindre que le remplacement d'un équipement de 50 ohms par un équipement à impédance beaucoup plus faible altère l'efficacité du couplage dans des circuits autres que le dispositif d'étalonnage, entraînant une mauvaise répétabilité. Mais ce n'est pas le cas. La très faible impédance de l'inductance magnétisante shunte l'équipement de 50 ohms, ce qui entraîne une très faible impédance insérée, quelle que soit l'impédance du circuit de commande.1

Dans cette enquête, un amplificateur audio Solar Electronics modèle 6552-1 de 100 watts conçu spécifiquement pour fournir une impédance de sortie de 2,4 ohms a été utilisé. Couplé à une pince modèle 95236-1 via un transformateur abaisseur solaire modèle 6220-1 2:1 (applicabilité CS01/101), il convertit l'impédance de sortie à 0,6 ohms, comme souhaité pour l'exigence MIL-STD-461 CS01/101 .

Dans un premier temps, la perte d'insertion classique du système 50 ohms de la pince est représentée sur la figure 2a. La deuxième étape consistait à insérer une paire de transformateurs abaisseurs en série pour réduire l'impédance de source de 50 ohms de l'analyseur de réseau HP 4195A à 0,5 ohm et mesurer la perte d'insertion avec l'impédance de sortie inférieure. Ces résultats sont présentés dans la figure 2b. La comparaison des résultats de perte d'insertion de 50 ohms et de 0,5 ohm montre une perte d'insertion plus faible, nécessitant beaucoup moins de puissance pour atteindre le courant cible de 77 dBuA dans le dispositif d'étalonnage.

Figure 2a : Mesure de la perte d'insertion 95236-1 avec une source de 50 ohms et des charges de 50 ohms sur le dispositif d'étalonnage. Par rapport à la figure 1 / CS114-2, respecte la limite IL à 10 kHz, mais trop élevée à 4 kHz.

Figure 2b : Mesure de la perte d'insertion du 95236-1 avec une impédance de source de 0,5 ohm et des charges de 50 ohms sur le dispositif d'étalonnage. Comparer à la Fig. 2a, une amélioration de 7,5 dB à 4 kHz, une amélioration de 6 dB à 10 kHz.

La configuration pour mesurer la perte d'insertion et les mesures de puissance réelle, moins la source de signal de l'analyseur de réseau et le récepteur de potentiel induit par l'appareil, sont illustrées aux figures 3a et 3b.

Figure 3a : Mesure de la perte d'insertion de la pince d'injection 95236-1 de 4 à 10 kHz à l'aide des transformateurs abaisseurs solaires modèle 7033-1 50 ohms : 2,4 ohms et modèle 6220-1 2 ohms à 0,5 ohms. La mesure de perte d'insertion classique de 50 ohms est identique à celle ci-dessus, à l'exception de la suppression des deux transformateurs abaisseurs. Le câble coaxial avec décharge de traction jaune entrant dans l'image par le bas est la sortie source HP 4195A, et le câble coaxial quittant le dispositif d'étalonnage en haut à gauche va au port de test HP 4195A.

Figure 3b : Mesure de la puissance requise pour induire un courant de 77 dBuA dans le dispositif d'étalonnage CS114 à l'aide d'une pince d'injection 95236-1 de 4 à 10 kHz avec un amplificateur audio. Le câble coaxial se connectant à l'entrée de l'amplificateur (masqué par le transformateur de couplage) est la sortie source HP 4195A, et le câble coaxial quittant le dispositif d'étalonnage en haut à gauche va au port de test HP 4195A.

Dans la figure 3a, la sortie 50 ohms du HP 4195A est le câble coaxial avec une décharge de traction jaune au bas de la figure. Le transformateur auquel il se connecte est le côté primaire d'un modèle solaire 7033-1, qui réduit une impédance de 50 ohms à 2,4 ohms. Le côté secondaire du transformateur abaisseur modèle 7033-1 se connecte au côté primaire d'un transformateur abaisseur solaire modèle 6220-1, qui convertit un primaire de 2 ohms en un secondaire de 0,5 ohm, et qui pilote le modèle 95236-1 directement.

Dans la figure 3b, l'amplificateur audio d'impédance de sortie de 2,4 ohms sur la droite se connecte au transformateur de couplage modèle 6220-1 devant lui et la sortie de 0,6 ohm du transformateur de couplage entraîne la pince d'injection modèle 95236-1 dans un dispositif d'étalonnage vers le gauche. La ligne de transmission coaxiale entre le transformateur de couplage et la pince d'injection est instrumentée avec une sonde de courant et un dispositif d'étalonnage insérés en série pour surveiller le courant délivré à la pince d'injection, et le potentiel de sortie du transformateur de couplage est également surveillé. Le courant et la tension sont lus sur un oscilloscope isolé (pas seulement isolé de la masse, mais chaque masse de canal individuelle isolée de l'autre).

La figure 4 montre le potentiel mesuré à l'aide d'un récepteur de 50 ohms (HP 4195A) pour surveiller le potentiel d'un côté du dispositif d'étalonnage. Une valeur nominale de 111 dBuV est le courant limite de 77 dBuA traversant une charge de 50 ohms (34 dB ohms).

Figure 4 : Appareil d'étalonnage instrumenté Potentiel de charge de 50 ohms avec 77 dBuA circulant dans l'appareil d'étalonnage utilisant 95236-1.

La figure 5a est une lecture d'oscilloscope du potentiel de sortie du transformateur de couplage (tracé supérieur) et du courant (tracé inférieur) dans la pince d'injection modèle 95236-1 lorsque le potentiel de la figure 4 est induit dans le dispositif d'étalonnage. La figure 5b est une mesure du déphasage entre le potentiel appliqué et le courant résultant, dans le but de calculer la dissipation de puissance réelle dans la pince, par rapport à la puissance apparente. (Le déphasage entre le potentiel appliqué et le courant résultant lorsque la pince a été remplacée par une charge de 50 ohms était nul en utilisant la sonde de courant Pearson modèle 3525 illustrée sur les photos de configuration de test.)

Figure 5a : La trace supérieure est le potentiel appliqué hors du transformateur de couplage et la trace inférieure est le courant dans la pince d'injection 95236-1 lors de l'induction de 77 dBuA dans le dispositif d'étalonnage. Une puissance apparente de 3,5 W est appliquée à la pince d'injection. La puissance réelle dissipée dans la pince est de 3,3 W, basée sur une différence de phase de 23°.

Figure 5b : mesure de la différence de phase de la tension et du courant appliqués dans la pince d'injection. La trace supérieure est le potentiel appliqué hors du transformateur de couplage et la trace inférieure est le courant dans la pince d'injection 95236-1. Le déphasage est de 23°.

Conclusion

La figure CS114-2 doit être modifiée de sorte que la limite de perte d'insertion maximale ressemble à la ligne rouge de la figure 1. Cela réduira la probabilité qu'un auditeur trop zélé rejette un équipement de test en parfait état, ou qu'une décision d'achat soit basée sur une règle trop stricte. spécification.

Deuxièmement, l'utilisation du même amplificateur et du même transformateur de couplage que pour le CS101 pilotant la pince d'injection en dessous de 10 kHz permet d'induire la limite de spécification en utilisant seulement quelques watts de puissance, au lieu de repousser les limites de la capacité de gestion de la puissance de la pince et de brûler la plupart de 100 watts entre l'amplificateur et les charges du dispositif d'étalonnage.

L'auteur tient à remercier les ingénieurs qui ont pris le temps d'examiner les ébauches de cet article avant sa publication. Toute erreur de commission ou d'omission relève de la seule responsabilité de l'auteur.

Notes de fin

Ken Javor travaille dans l'industrie EMC depuis plus de 30 ans. Il est consultant auprès du gouvernement et de l'industrie, dirige une installation de test EMI de pré-conformité et gère le Museum of EMC Antiquities, une collection de radios et d'instruments qui ont joué un rôle important dans le développement de la discipline, ainsi qu'une bibliothèque de documentation importante. . Javor est un représentant de l'industrie auprès des groupes de travail triservices qui maintiennent les normes MIL-STD-464 et MIL-STD-461. Il a publié de nombreux articles et est l'auteur d'un manuel sur les exigences EMI et les méthodes de test. Javor peut être contacté à l'adresse [email protected].

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Ken Javor est un contributeur principal du magazine In Compliance et travaille dans l'industrie EMC depuis plus de 40 ans. Javor est un représentant de l'industrie auprès des groupes de travail triservices qui maintiennent les normes MIL-STD-464 et MIL-STD-461. Il peut être contacté à l'adresse [email protected].

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